Главная > Разное > Теория и применение цифровой обработки сигналов
<< Предыдущий параграф
Следующий параграф >>
<< Предыдущий параграф Следующий параграф >>
Макеты страниц

13.6. Экспериментальный радиолокатор дальнего действия

В период с 1967 по 1971 г. в Линкольновской лаборатории была создана радиолокационная система, в которой моделирование обработки в реальном времени производилось с помощью FDP. Система была предназначена для обнаружения движущихся целей на фоне мощных мешающих отражений от местных предметов. Спектр мешающего фона содержал постоянную составляющую весьма большой интенсивности и переменную составляющую, связанную с движением листвы. Движущимся объектом мог быть грузовой или легковой автомобиль, выруливающий самолет, животное (например, крокодил), человек, заблудившийся в лесу, или солдат противника. Уровень полезного сигнала во всех случаях был примерно на 80 дБ ниже уровня постоянной составляющей мешающего фона и на 60 дБ ниже уровня переменной составляющей фона, связанной с движением листвы. Антенна радиолокатора была построена в виде СВЧ фазируемой решетки и имела веерную диаграмму шириной 1°,5 в горизонтальной плоскости. Несколько тысяч элементов решетки располагалось на полуцилиндре, что позволяло облучать сектор с углом 45°. Решетка в виде полного цилиндра перекрыла бы, очевидно, все 360°.

Вследствие весьма малого отношения сигнал/помеха для надежного обнаружения сигналов было необходимо использовать все возможные методы обработки. К ним относятся сжатие импульсов за счет введения дополняющего кодирования, предварительное суммирование, доплеровская обработка, последетекторное интегрирование. Попытаемся кратко описать идею каждого метода и особенности их практической реализации. Рассмотрим сначала полную блок-схему экспериментальной установки. Она приведепа на фиг. 13.26 и хорошо иллюстрирует количество цифровых устройств, используемых во всей системе. До аналого-цифрового преобразования принятые сигналы усиливаются и гетеродинируются. Программная регулировка усиления (ПРУ), введенная для управления коэффициентом усиления в функции дальности цели, осуществляется с помощью дискретного аттенюатора с цифровым управлением). Демодуляция производится в двух квадратурных каналах, так что видеосигнал представляет собой когерентный комплексный сигнал.

Фиг. 13.26. Блок-схема экспериментального радиолокатора дальнего действия.

Аналого-цифровое преобразование с семью разрядами производится с частотой 10 МГц, после чего видеоимпульсы сжимаются (особенности сжатия будут рассмотрены ниже). Предполагается, что при каждом положении луча радиолокатор просматривает 2048 элементов дальности. Поскольку в секторе шириной луч укладывается 30 раз, то в общей сложности в координатах дальность—азимут просматриваются 2048 X 30 = 61 440 элементов. Попробуем качественно показать, каким образом выбирались параметры рассматриваемого радиолокатора. Одной из основных целей его разработки было исследование возможностей обнаружения движущихся в лесах целей, поэтому нужно было, чтобы радиосигналы проходили сквозь листву, т. е. имели достаточно большую длину волны. Это обстоятельство предопределило выбор УКВ-диапазона (длина волны ~5 м). Скорость интересующих нас целей не превышала нескольких десятков сантиметров в секунду, поэтому, согласно формуле (13.3), разрешение по частоте должно быть порядка 0,5 Гц. Следовательно, общее время когерентного интегрирования при обнаружении цели близко к 2 с.

С методами обработки таких двухсекундных реализаций связан ряд интересных вопросов. Если предположить, что максимально возможная доплеровская частота цели равна 32 Гц, то необходимо просматривать 64 элемента разрешения по скорости. Это вовсе не означает, что излучается только 32 импульса в секунду (их можно излучать и чаще), отсюда скорее следует, что информация, содержащаяся в принятом сигнале, накапливается и разбивается на пакеты, следующие с частотой 32 Гц, причем 64 таких пакета подвергаются затем доплеровской фильтрации. Это дает нижний предел для частоты повторения зондирующих импульсов. Верхний предел определяется неоднозначностью измерения дальности. Было принято, что диапазон однозначного измерения дальности не превышает 41,5 км, поэтому частота повторения импульсов равна 3600 Гц. Таким образом, каждый «пакет» образуется примерно из 113 эхо-сигналов. Для обеспечения требуемого разрешения по дальности, равного 15 м, полоса сигналов была взята равной 10 МГц.

Согласно блок-схеме фиг. 13.26, в устройство обработки включена также схема стробирования по азимуту и по дальности. Это вызвано тем, что за двухсекундный интервал когерентности FDP не успевает обработать данные, поступающие из всей зоны обзора. С помощью FDP за это время можно обработать лишь 2048 элементов, поэтому схема стробирования предназначена для выделения на каждом двухсекундном интервале 2048 элементов из общего числа 61 440 возможных элементов.

После стробирования частично обработанные данные по линии связи, содержащей модулятор, демодулятор и соответствующие цифровые устройства сопряжения, передаются через FDP в большое ЗУ на магнитных сердечниках. Выбранные данные записываются в ЗУ последовательно в соответствии с элементами дальности. С помощью алгоритма адресации ЗУ данные переставляются таким образом, что 64 последовательных отсчета эхо-сигнала от одного и того же элемента дальности поступят в FDP друг за другом. В FDP выполняется БПФ этих упорядоченных данных, т. е. производится доплеровская фильтрация. Далее в FDP с применением большого ЗУ для каждого доплеровского элемента осуществляется последетекторное накопление путем сложения пяти последовательных значений модуля соответствующей гармоники БПФ. Вслед за этим в FDP с помощью различных программ статистических решений (они здесь не рассматриваются) производится обнаружение целей. Обработанная информация возвращается в радиолокатор, где она поступает в универсальную ЦВМ, служащую для преобразования и визуального отображения данных. Еще одна универсальная ЦВМ используется в радиолокаторе главным образом для обеспечения ввода—вывода, управления лучом антенны и ПРУ, синхронизации локатора и выбора закона стробирования, используемого в блоке управления схемой стробирования.

Фиг. 13.27. Временные диаграммы экспериментального радиолокатора а — принятый сигнал; б — выход фильтра, согласованного для дополняющего кодирования; в — повторение диаграммы б в уменьшенном временнбм масштабе; г — сигнал на входе допдеровского процессора после предварительного суммирования сигнала д — повторение диаграммы г в уменьшенном временнбм масштабе; е — выход одного из доплеровских каналов; ж — выход последетеиторного интегратора.

Временные диаграммы, иллюстрирующие работу всей системы, приведены на фиг. 13.27.

После краткого описания совокупности основных блоков локатора перейдем к рассмотрению некоторых особенностей аналого-цифрового преобразования и реализации алгоритма сжатия импульсов.

1. Аналого-цифровое преобразование

При наличии мощных мешающих отражений от местных предметов слабый зхо-сигнал накладывается на сильный мешающий фон. Обнаружение цели определяется в конечном счете характеристиками доплеровского анализатора. Существует опасение, что слабый полезный сигнал может быть потерян за счет нелинейностей и шумов квантования, присутствующих в АЦП. Однако вовсе не обязательно, чтобы величина эхо-сигнала от цели превышала шаг квантования по уровню.

Если сигнал от мешающего фона флуктуирует, а не «застревает» между уровнями квантования, так что эхо-сигнал не выходит из интервала между уровнями, то зхо-сигнал цели не будет потерян. Например, в рассматриваемом локаторе при квантовании используются семь двоичных разрядов, тогда как эхо-сигнал цели мог быть на 12 двоичных порядков слабее мешающего фона. Тем не менее мощность полезного сигнала была все еще достаточной для проведения обработки, Предназначенной для увеличения отношения сигнал/шум.

2. Сжатие импульсов

Излучаемые импульсы, имеющие переменный период повторения, поочередно модулируются 32-разрядным двоичным кодом и его дополнением. Ниже будет показано, что если доплеровский сдвиг равен нулю, то отклик согласованного фильтра для такой пары сигналов представляет собой короткий импульс без боковых лепестков. Для рассматриваемого локатора (при условии, что обнаруживаются только очень медленно движущиеся цели) этот результат вполне справедлив, если не учитывать влияния шумов.

Для пояснения дополняющего кодирования рассмотрим очень простой пример. Пусть — последовательность — последовательность . При нулевом доплеровской сдвиге на выходах согласованных фильтров появятся последовательности коэффициентов корреляции, равных для первого сигнала для второго. Сложение двух выходных последовательностей дает Более длинные кодовые последовательности можно получить из следующим способом:

1. Определив новый сигнал как последовательность из , получим последовательность . Другой новый сигнал определим как цепочку из [все знаки противоположны знакам последовательности ], что дает . Эти два новых сигнала образуют дополняющую кодовую пару длиной по четыре элемента, причем выходные последовательности соответствующих согласованных фильтров будут равны —1, 0, 1, 4, 1, 0 —1 и 1, 0, —1, 4, —1, 0, 1 и при сложении образуют последовательность 0, 0, 0, 8, 0, 0, 0 без боковых лепестков.

2. Изложенную процедуру можно повторять, удваивая каждый раз длину дополняющих кодовых пар. Так, на следующем этапе получится кодовая пара +1, +1, +1, -1, +1, +1, -1 + 1 и +1, +1, +1, -1, -1, -1, +1, -1. На фиг. 13.28 представлены дополняющие кодовые пары длиной до 32 элементов.

Фиг. 13.28. Дополняющие кодовые пары длиной от 2 до 32 элементов.

В рассматриваемом локаторе поочередно излучались кодовые пары по 32 элемента (продолжительностью по 3,2 мкс, так как полоса сигнала и, следовательно, частота дискретизации были равны 10 МГц).

Упражнение. Найдите выходную последовательность согласованного фильтра для одной из кодовых пар с учетом доплеров-ского сдвига частоты.

В качестве согласованного фильтра был использован КИХ-фильтр со следующим интересным свойством: все 32 его коэффицента были равны либо +1, либо —1. В противном случае каждые 100 не пришлось бы выполнять 32 умножения. Здесь же было достаточно за 100 не сделать 32 сложения. Эта задача существенно проще, хотя и не элементарна. Алгоритм построения такого согласованного фильтра представлен на фиг. 13.29 для кодовой последовательности из четырех элементов. Схема содержит 32 параллельно работающих TTЛ-сумматора, а также ТТЛ-peгистры сдвига в качестве элементов задержки.

Фиг. 13.29. Согласованный фильтр для одной из дополняющих кодовых; пар, содержащей четыре элемента.

Таким образом, одна итерация цифрового согласованного фильтра выполнялась за один тактовый интервал системы.

<< Предыдущий параграф Следующий параграф >>
Оглавление