1.2.1.3. МОДЕМ НА 2400/1200 бит/с

В модеме на 2400/1200 бит/с, как и в модеме на 1200/600 бит/с, для передачи данных используется большая часть полосы частот канала ТЧ, так что возможен только полудуплексный режим работы. Если соединение оказывается особенно неблагоприятным, модем может быть переключен на скорость Для передачи квитирующих сигналов, как и в модеме на 1200/600 бит/с, предусмотрен вспомогательный канал на

Метод модуляции, использованный в описываемом модеме, дает возможность передавать только изохронные сигналы данных.

Метод передачи. Метод передачи для модемов на 2400 бит/с установлен Рекомендацией [1.6]. Поскольку для работы со скоростью 2400 бит/с в прежней полосе частот должна быть обеспечена высокая удельная скорость передачи (на единицу полосы частот), то в данном случае выбран такой метод передачи, который позволяет значительно лучше использовать полосу частот по сравнению с двоичной амплитудной модуляцией с двумя боковыми полосами - метод четырехпозиционной фазоразностной

модуляции (ФРМ). Несущая частота канала передачи данных равна Гц (см. том 1, разд. 3.2.2.6).

Поскольку при четырехпозиционном кодировании сигнала в линии отдельные биты объединяются по два в дибиты (пары битов), передача должна быть синхронной (см. также том 1, разд. 4.1.6). Дибитам ставятся в соответствие разности фаз двух соседних элементов сигнала в линии, как это показано в табл. 1.4.

Таблица 1.4

Соответствие между дибитами и разностями фаз сигнала

Рекомендацией МККТТ V.26 бис [1.6] на период 1973—1976 гг. было предусмотрено применение обоих альтернативных вариантов кодирования (А и В), указанных в табл. 1.4. В дальнейшем решено оставить в силе только вариант В (ом. также ниже, подраздел «Характеристики передачи»).

При неблагоприятных соединениях скорость передачи может быть снижена до для чего цепи стыка 111 подается специальный сигнал. В этом случае используется однократная двоичная фазоразностная модуляция, при которой разность фаз соответствует символу 0, а символу 1.

Принцип построения. Структурная схема модема с указанием цепей стыка приведена на рис. 1.22 (ом. также рис. 1.28). Блок подключения и вспомогательный канал в нем такие же, как и в модеме на 1200/600 бит/с.

Передатчик и приемник канала передачи данных работают синхронно. На передаче тактовый сигнал либо поступает с ООД через цепь стыка 113, либо генерируется в самом модеме и при необходимости используется для синхронизации ООД через цепь 114. На (приеме тактовый сигнал с помощью некоторого критерия, формируемого путем обработки сигнала данных, синхронизируется с последним и направляется на ООД через щепь 115 (ом. также разд.

1.1.1.3). Для обеспечения синхронизма между передатчиком и

Рис. 1.22. (см. скан) Модем на 2400/600 бит/с

приемником после установления соединения передается сигнал фазоразностной модуляции, все разности фаз в котором равны 180° или (по правилу В) +225°, что соответствует последовательности 1111. Этот синхронизирующий сигнал посылается в интервале времени между переходами цепей стыка 105 и 106 в состояния «включено».

Во время последующей передачи данных при использовании варианта кодирования А нужно было избегать длинных последовательностей вида иначе сигнал, (передаваемый то линии, состоял бы лишь из немодулированной несущей и не содержал никакой информации о тактах. Однако и в случае применения варианта кодирования В независимо от формы спектра и метода восстановления тактов на приеме синхронизм между тактовым сигналом, генерируемым, в месте приема, и сигналом данных при некоторых последовательностях битов может быть утерян. Регламентация формы спектра сигнала в линии необходима для обеспечения совместной работы модемов, выпущенных разными фирмами. Наиболее важным МККТТ считает установление допусков на отклонения фазы, что нашло отражение в Рекомендации V.26 бис.

Модулятор и демодулятор. Для получения сигнала фазоразностной модуляциу, как и при квадратурной амплитудной модуляции (КАМ), можно использовать ортогональные несущие колебания и (рис. 1.23; см. также том 1, разд. 4.3.1.3).

Рис. 1.23. Формирование сигнала фазоразностной модуляции с использованием ортогональных несущих колебаний:

К — кодер; тактовый генератор; ФНЧ - фнльтр ннжних частот; модулятор; генератор несущей; С — сумматор; — выходной фнльтр, установленный на передаче

В результате наложения двоично модулированных ортогональных сигналов получается четырехпозициониый фазомодулированный сигнал. Отличие этого метода от метода КАМ, описанного в томе 1, разд.

4.3.1.3, заключается только в способе кодирования, поскольку в данном случае носителями информации служат уже не амплитуды отдельных ортогональных сигналов, а изменения фазы суммарного сигнала по отношению к ее значению в предыдущий момент отсчета.

Восстановление информации на приеме может осуществляться методами когерентной или разностной когерентной демодуляции, которые были, описаны в разд. 4.3.3 тома 1. Структурная схема приемника с когерентной демодуляцией приведена на рис. 1.24. Принцип действия такого демодулятора, как и кратко описанного выше

модулятора, основан на использовании ортогональных опорных колебаний а отличие от приемника сигналов К AM состоит лишь в декодере.

Рис. 1.24. Приемник сигналов фазоразцостной модуляции, в котором используются ортогональные опорные колебания и демодуляция с применением перемножителей: ФПрм — входной фильтр приемника; регулируемый усилитель; модулятор; ФНЧ - фильтр нижних частот; генератор опорного колебания несущей частоты; блок синхронизации опорного сигнала несущей частоты; тактовый генератор; блок тактовой синхронизации; решающая схема и декодер

Наряду с рассмотренными, известны и такие методы модуляции и демодуляции сигналов двойной ФРМ, которые предусматривают их формирование или обработку в высокочастотной области [1.29, 1.30, 31]. Эти методы обычно реализуются с помощью дискретных схем (рис. 1 25). При модуляции передаваемая двоичная последовательность напрямую и черер однокаскадный регистр сдвига подается на кодер благодаря чему в нем получаются пары битов, образующие дибиты (рис. 1.25а). Соответствующие дибитам выходные импульсы добавляются к прямоугольным импульсам, поступающим с генератора и имеющим частоту первой гармоники, которая в 4 раза превышает требуемую несущую частоту. За счет этого в выходном импульсном колебании создаются скачки фазы представляющие передаваемую информацию (дибнты). Четыре возможные комбинации импульсов (есть импульс, нет импульса) на выходах кодера определяют четыре скачка фазы ±90°, 180° (см. том 1, разд. 4.3.3). В качестве примера на временной диаграмме (рис. 1.25 в) показано формирование скачка фазы в высокочастотном сигнале, т. е. на выходе двоичного делителя за счет добавления одного импульса на входе делителя

Чтобы избежать в спектре сигнала нежелательного наложения компонент, зеркально расположенных относительно нулевой частоты, частоту сигнала генератора выбирают достаточно высокой

Рис. 1.25. (см. скан) Формирование сигналов фазоразностной модуляции дискретным методом: а) схема: двоичные делители: PC - регистр сдвига; сигналы управления скачками фазы; б) временные диаграммы сигналов без модуляции; в) временные диаграммы сигналов при формировании скачка фазы в 90°

(например, 27 кГц [1.29]) по сравнению с желаемой несущей частотой сигнала данных (1800 Гц). Таким же образом выбираются частоты и в описываемом ниже демодуляторе. Частоты, используемые в модуляторе и демодуляторе, в этом случае одинаковы. Импульсы первоначально формируются в передатчике на указанной высокой частоте, а затем должны быть перенесены по спектру в сполосу канала ТЧ с несущей 1800 Гц.

Это справедливо и для демодуляции по методу прямого сравнения фаз на несущей частоте (см. разд. 4.3.3). На рис. 1.26 а показана структурная схема демодулятора с прямым сравнением фаз сигнала данных и синхронного опорного сигнала [1.29, 1 30].

Рис. 1.26. (см. скан) Демодулятор сигналов четырехпозиционной фазоразностной модуляции: а — схема; б) временные диаграммы сигналов

Демодулятор может быть реализован на цифровых элементах. На двоичные делители частоты подается опорный сигнал частота основной гармоники которого равна четырехкратной несущей частоте. Четыре комбинации состояний на выходах делителей определяют четыре фазовых области немодулированного несущего колебания (рис. 1.266), которые иопользуются при обработке принимаемого сигнала данных. Если несущая частота выбрана достаточно большой (например, 27 кГц [1.29]) по сравнению со скоростью модуляции (1200 Бод), то задержка отсчетного импульса (ОИ) во времени относительно фронта тактового импульса оказывается пренебрежимо малой.

Каждой фазовой области поставлено в соответствие одно из возможных значений разности фаз ±90°, 180°. Комбинации состояний на выходах делителей а тем самым и соответствующие разности фаз считываются с помощью упомянутого импульса ОИ и преобразуются в декодере в соответствующие дибиты. В регистре сдвига PC осуществляется затем параллельно-последовательное преобразование, в результате которого окончательно формируется принятое сообщение (данные).

Непосредственно после каждого отсчета разности фаз (с задержкой на для подготовки к следующему отсчету на выходах делителей устанавливается нулевое состояние.

Отсчетные импульсы одновременно позволяют осуществлять и синхронизацию опорного генератора, поскольку отклонение каждого из них от середины временного интервала, соответствующего определенной фазовой области, указывает на опережение или отставание сигнала данных по отношению к опорному сигналу. Каким образом с помощью этого демодулятора обеспечить минимальную вероятность ошибки, теоретически возможную при заданном отношении сигнал шум, даже в условиях работы с искусственным источником помех в виде белого шума при прямом соединении приемника с передатчиком, решить довольно сложно, поскольку в данном случае существенную роль играет и применяемый способ восстановления тактов и несущей на приеме.

Характеристики передачи. На рис. 1.16 (кривая 4) приведены измеренные значения вероятности ошибок в бите для модема на 2400/1200 бит/с при прямом соединении приемника с передатчиком и использовании искусственного источника помех в виде белого шума. Если сравнить отношения сигнал/шум, при которых получается определенная вероятность ошибки, то для рассматриваемого модема оно должно быть больше, чем для модемов на 200 и

При передаче со скоростью 2400 бит/с с применением четырехпозиционной ФРМ для коррекции канала связи достаточно компромиссного корректора (см. Рекомендацию бис). Как видно из рис. 1.18 (кривая 2), для телефонной сети Почтового

ведомства ФРГ в случае передачи с использованием указанной скорости, варианта кодирования В и компромиссного корректора, специально предназначенного для этой сети (см. том 1, разд.

5.3.1.1), коэффициент ошибок по битам оказывается таким же, как в случае передачи со скоростью 1200 бит/с при наличии идентичного компромиссного корректора [1.22] (относительно коэффициента ошибок по блокам см. [1.22]). Из рис. 1.18 (кривая 3) видно, что при использовании варианта кодирования А для того же метода передачи в результате измерений получается несколько большее значение коэффициента ошибок.