8.5. ПРИМЕРЫ РЕАЛИЗАЦИИ ЭФФЕКТИВНЫХ КОДЕМОВ

Возможности повышения как энергетической, так и частотной эффективности ЦССС иллюстрируются приводимыми ниже примерами реализации кодеков-модемов (кодемов).

Кодем ФМ-8-СК. Как отмечалось в § 8.3, согласование модема ФМ-8 и кодека сверточного кода со скоростью 2/3 манипуляционным кодом Грея является простым и вместе с тем эффективным способом совмещения двоичных кодов и многопозиционных сигналов. В соответствии с данными табл. при кодем ФМ-8-СК обеспечивает ЭВК по сравнению с некодированной ФМ-4 при одинаковой удельной скорости

Для упрощения процедуры декодирования в кодеме использован двоичный перфорированный сверточный код (31, 33, 31), уступающий оптимальному коду по но допускающий декодирование по решетчатой диаграмме кода со скоростью 1/2. Кодем предназначен для передачи информации в ЦССС с МДЧР.

Передающая часть кодема (см. рис. 8.8) содержит сверточный кодер, манипуляционный кодер Грея и восьмифазный модулятор сигналов ФМ-8. На выходе модулятора установлен полосовой фильтр Баттерворта 3-го порядка с относительной полосой который ограничивает уровень внеполосных излучений. Основная фильтрация в демодуляторе обеспечивается полосовым фильтром Баттерворта порядка на входе когерентного демодулятора (относительная полоса длительность сигнала в канале).

Каждый сигнал ансамбля ФМ-8 (см. рис. 8.10) определяется тремя

двоичными символами сверточного кода: первые два определяют неперфорированный шаг СК, а третий — перфорированный шаг. Квадратурные выходы демодулятора ФМ сигналов квантуются на 32 уровня каждый. В ПЗУ вычислителя метрик декодера хранятся все 1024 варианта входных метрик в виде целых чисел как для неперфорированного, так и для перфорированного шага декодирования. Метрики обратно пропорциональны средним условным вероятностям приема вариантов сигналов, заранее рассчитанным для рабочей области отношений сигнал/шум. В декодере сверточного кода, реализующем алгоритм Витерби, используются стандартные узлы процессора и памяти путей, подробно описанные в § 5.2. Восстановление несущего колебания из принимаемого сигнала ФМ-8 сопровождается неоднозначностью восьмого порядка. Коррекция неоднозначности и синхронизации по перфорированным символам производятся с использованием инверсной схемы с параллельным анализом восьми возможных состояний фазы и двух положений символа перфорации.

При вероятности ошибки декодирования по сравнению с некодированной ФМ-4 кодем ФМ-8-СК обеспечивает энергетический выигрыш и, соответственно, повышение энергетической эффективности ЦССС на Полоса занимаемых частот остается такой же, как и в случае ФМ-4. Следует отметить, что энергетические потери, обусловленные неточностями реализации модема и влиянием межсимвольной интерференции при приеме кодированных сигналов ФМ-8 оказываются меньше, чем в случае приема некодированной ФМ.

Кодем АФМ-16-СК. Как показано в § 8.4, при реализации обобщенных каскадных кодов с внутренним ансамблем многопозиционных сигналов возможно повышение удельной скорости без снижения энергетической эффективности по сравнению с некодированной ФМ-4. В кодеме реализован обобщенный каскадный код на основе двумерного ансамбля сигналов АФМ-16 (см. рис. 8.14), обеспечивающего близкую к предельной плотность укладки областей сигналов при простых методах формирования ансамбля и его демодуляции. При разложении ансамбля на две ступени обеспечивается повышение удельной скорости передачи в 1,5 раза при (см. рис. 8.6, кривые АФМ-16-СК, точка 1). Структурная схема кодема приведена в книге [34, рис. 4.20].

Результирующий манипуляционный код, определяемый разложением исходного ансамбля на вложенные подансамбли позволяет формировать сигнал АФМ-16 в виде суммы двух сигналов ФМ-4 (А и В), причем сигнал В ослаблен по отношению к сигналу на (см. рис. 3.4). Кодирование сверточным кодом производится в канале с сигналом В.

Минимально необходимое свободное расстояние Хемминга внешнего сверточного кода в канале В определяется из равенства где минимальные расстояния в подансамблях следовательно, расстояние кодеме используется сверточный код с порождающими многочленами (13, 15) с несколько большим значением Код прозрачен к инверсии символов в канале.

Конфигурация ансамбля АФМ-16 позволяет реализовать восстановление несущей когерентного демодулятора с неоднозначностью фазы четвертого порядка. Для устранения неоднозначности в некодированном канале А используется четверичный относительный код. В кодированном канале В сдвиг фаз восстановленной несущей на дает инверсию символов на выходе декодера прозрачного сверточного кода (13, 15), которая устраняется внешним двоичным относительным кодом. Сдвиг фазы несущей на обнаруживается анализатором неоднозначности

на основе инверсной схемы и корректируется соответствующей коммутацией метрик ветвей на входе процессора декодера.

В приемной части кодема в соответствии с алгоритмом, описанным в § 8.4, производится двухэтапная обработка принятого сигнала: декодирование сверточного кода в канале В и вынесение решения о передаваемом сигнале в канале А с учетом результатов декодирования. Для упрощения процедуры декодирования использован квазиоптимальный алгоритм, согласно которому при вычислении метрик каждый подансамбль, вложенный в исходный ансамбль АФМ-16, представляется одной сигнальной точкой, ближайшей к принятому сигналу, а оценки правдоподобия определяются выражениями вида (8.13). В этом случае процесс декодирования аналогичен декодированию в системах с сигналами ФМ-4 и для реализации мягкого решения достаточно -уровневого квантования минимального расстояния между сигналами, что соответствует квантованию на 32 уровня каждой из квадратурных проекций всего ансамбля АФМ-16. В вычислителе метрик выходы АЦП демодулятора используются как адреса ПЗУ, по которым записаны постоянные числа, пропорциональные метрикам подансамблей.

На втором этапе обработки границы вынесения решения о сигналах в канале А формируются по символам на выходе сверточного кодера (аналога кодера на передаче), на вход которого подаются оценки информационных символов из канала В. Параметры информационного тракта не отличаются от рекомендуемых для модемов ФМ-4: в модуляторах фильтры Баттерворта второго порядка с полосой в демодуляторе фильтр Баттерворта третьего порядка с полосой

Энергетические потери на реализацию кодема АФМ-16-СК порядка обусловлены, в основном, влиянием межсимвольной интерференции в некодированном канале. При экспериментальные кривые модема ОФМ-4 и кодема АФМ-16-СК практически совпадают, а удельная скорость последнего в 1,5 раза выше.

Универсальный кодем. Возможности обмена энергетической эффективности на удельную скорость при использовании различных методов модуляции и кодирования могут быть использованы при построении перспективной каналообразующей аппаратуры. В ЦССС с МДЧР условия передачи сигналов по разным направлениям отличаются как по энергетическому потенциалу радиолинии, так и по скорости цифровых потоков. В этих условиях пропускная способность ретранслятора используется эффективнее, если каналообразующая аппаратура обладает гибкостью, обеспечивая при заданной достоверности передачу по каналам с плохой энергетикой информации с меньшей скоростью и, соответственно, допуская повышение скорости в каналах с улучшенной энергетикой. Принципы построения таких универсальных кодемов основаны на сочетании нескольких вариантов ансамблей сигналов со сверточными кодами и сводятся к следующему.

Многопозиционные ансамбли сигналов выбирают в модеме таким образом, чтобы каждый ансамбль меньшего объема был вложен в ансамбль большего объема. В частности, этим условиям удовлетворяют ансамбли, формируемые модулятором, показанным на рис. 3.4. При подаче на входы двоичных информационных символов образуются сигналы ансамбля АФМ-16. Перевод модулятора в канале В в режим ФМ-2 позволяет формировать ансамбль из восьми сигналов с одинаковой энергией, достаточно близкий к ансамблю ФМ-8. Исключение сигнала в канале В дает ансамбль ФМ-4.

Сверточные коды выбирают так, чтобы порождающие многочлены при переходе из одного режима работы кодема в другой не изменялись,

Таблица 8.3 (см. скан)

а в декодере использовался один процессор для декодирования каждого из кодов. Таким условиям удовлетворяют перфорированные коды, применение которых в канале с ФМ-4 для декодирования СК с различными скоростями описано в § 5.5.

В табл. 8.3 приведены основные сведения о вариантах сочетания многопозиционных ансамблей ФМ-4, ФМ-8 и АФМ-16 и сверточных кодов со скоростями и 3/4 (совместно с и 1/2 (в каскадной системе совместно с АФМ-16). Для сравнения указаны параметры некодированной ФМ-4 с удельной скоростью

Сложность процессора декодера Витерби характеризуется числом состояний длина кодового ограничения СК. В табл. 8.3 указаны значения при (код 31, 33) и (код 133, 171) по отношению к некодированной ФМ-4. На скоростях и 3/4 процессор используется в режиме декодирования перфорированных кодов. Согласование декодера с выходом демодулятора в режимах ФМ-4, ФМ-8 и АФМ-16 производится изменением алгоритма работы вычислителя метрик Возможен также режим АФМ-16 без помехоустойчивого кодирования для каналов с улучшенной энергетикой. Удельная скорость в этом случае достигает 2.

При смене вида модуляции длительность сигнала в канале не изменяется и для всех режимов работы используется единая система тактовой синхронизации. Неизменной остается и полоса частот, используемая для передачи информации с различными скоростями. Пусть при некодированной ФМ-4 передается информационный поток со скоростью Тогда в варианте ФМ-4-СК (скорость кода передается поток

со скоростью 2V, при ФМ-8-СК - поток со скоростью а при использовании некодированной АФМ-16 - информационный поток со скоростью 8V. Величина ЭВК также изменяется от 5,4 дБ (ФМ-4-СК) до —4,3 дБ при АФМ-16. При использовании кода с примерно на меньше. Оперативное изменение как метода модуляции-кодирования, так и абсолютных значений информационной скорости существенно облегчается при цифровой реализации модема

Кодем ФМ-4-СК. Действующая в настоящее время на линиях спутниковой связи аппаратура МДВУ-40 (см. § 7.3) обеспечивает передачу через ствол с полосой цифрового потока со скоростью 40,96 Мбит/с методом ОФМ-4. При этом, как отмечалось в § 3.5. имеется некоторый запас по полосе частот. Повышение информационной скорости до 60 Мбит/с с учетом этого запаса оказывается возможным при использовании корректирующего кодирования, позволяющего повысить энергетическую эффективность системы в целом. При выборе метода модуляции-кодирования для системы МДВР-60 учитывалось, что высокая скорость информационного потока исключает возможность применения эффективных, но сложных алгоритмов декодирования сверточных кодов (например, алгоритма Витерби с мягким решением). Кроме того, переход от ФМ-4 к более плотному расположению сигналов (например, к ФМ-8 либо к сигнально-кодовым конструкциям на основе ФМ-8) повлечет за собой значительные энергетические потери вследствие нелинейности ретранслятора, влияния межсимвольной интерференции и неточностей выполнения узлов модема, что существенно снизит результирующую эффективность метода передачи сигналов.

Для реализации выбран достаточно простой, но вместе с тем эффективный вариант сигнально-кодовой конструкции с внутренним ансамблем сигналов ФМ-4 и внешним сверточным кодом, описанный в § 8.4. Для декодирования СК используется пороговый алгоритм.

В упрощенном варианте кодема используется внешний сверточный код с неравной защитой информационных символов, относительной скоростью и длиной кодового ограничения по выходу кодера Код самоортогональный и допускает пороговое декодирование. Информационный поток разбивается на входе кодера на два потока с равными скоростями. Символы потока проходят через кодер без изменений, не используются для формирования проверочных символов СК и однозначно определяют поток кодовых символов . В соответствии с приведенным на рис. 8.15 а манипуляционным кодом для передачи символов потока используются пары противоположных сигналов из ансамбля ФМ-4. Символы из потока кодируются систематическим кодом так, что на каждые четыре информационных символа образуется один проверочный символ. Это позволяет организовать при декодировании две ортогональные проверки что гарантирует исправление однократной ошибки на длине из символов. Проверочные символы передаются пакетами по два часа через каждые 16 информационных символов потока .

Схема приемной части кодема показана на рис. 8.15. Предельное значение АЭВК в такой системе определяется минимальным расстоянием по Евклиду между сигнальными точками ансамбля ФМ-2, вложенного в ансамбль ФМ-4, с учетом выбранной результирующей скорости кода При скорости будет Результаты расчета помехоустойчивости кодема приведены на рис. 8.16 (кривая 2).

В табл. 8.4 приведены результаты испытаний кодема ФМ-4-СК по шлейфу ПЧ.

При передаче цифрового потока с информационной скоростью 62,9 Мбит/с (скорость на выходе кодера 70,8 Мбит/с) через

Таблица 8.4 (см. скан)

ретранслятор «Горизонт» при вероятности ошибки в канале вероятность ошибки на бит на выходе кодема составила При этом неравномерность АЧХ сквозного приемно-передающего тракта в полосе составила неравномерность ГВЗ в полосе не, а в полосе не, отношение сигнал/шум Величина ЭВК при работе через спутниковый тракт также составляет однако отмечено, что основную долю ошибок составляют ошибки в некодированном канале сигнально-кодовой конструкции.

В окончательном варианте кодема используется СК с неравной защитой символов и следующими параметрами: алгоритм декодирования — пороговый с квантованием выхода демодулятора на 4 уровня. Увеличение длины кода, введение необходимой коррекции ошибок как в первом, так и во втором канале СКК, а также применение декодирования с мягким решением позволяет довести результирующий ЭВК до Неоднозначность фазы четвертого порядка, возникающая при восстановлении несущей в демодуляторе кодема ФМ-4-СК корректируется по синхрослову, передаваемому в начале каждого пакета системы МДВР.