§ 12.3. АНАЛОГОВАЯ И ЦИФРОВАЯ ФИЛЬТРАЦИИ В СИСТЕМАХ СЕЛЕКЦИИ ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ

Наиболее простым фильтром подавления пассивных помех является череспериодный компенсатор, в котором осуществляется череспернодное вычитание сигнала, т. е. из отраженных сигналов, принимаемых в текущий период повторения, вычитаются сигналы, задержанные с помощью линии задержки.

Рис. 12.3

(рис. 12.3, а) на время . При вычитании сигналы неподвижных объектов, амплитуда которых за период повторения не меняется, компенсируются, а сигналы движущихся, амплитуда которых изменяется с доплеровской частотой , дают на выходе компенсирующего устройства разность, значение которой определяется набегом фазы за период повторения .

Нетрудно показать, что такой череспериодный компенсатор представляет собой гребенчатый фильтр. Действительно, его функцию передачи можно записать в виде

Для амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) имеем

Отсюда следует, что АЧХ обращается в нуль на частотах кратных (рис. 12.3, б). Изменение положения нулей может быть получено путем включения фазовращателя после линии задержки. Таким образом, при периодическом сигнале мешающие отражения от неподвижных объектов полностью подавляются, поскольку спектральные составляющие имеют частоты как раз . Следовательно, если сигнал движущейся цели имеет доплеровское смещение частоты , то он подавляется фильтром, т. е. скорости цели

будут «слепыми». Наоборот, при условия наблюдения движущейся цели наиболее благоприятны, т. е. радиальные скорости цели

являются оптимальными.

Эффективность СДЦ характеризуется коэффициентом подавления помехи

который в случае череспериодной компенсации (ЧПК) растет при концентрации спектра помехи вблизи частот .

При неподвижном объекте и бесконечной периодической последовательности спсктр имеет вид -функций на частотах , т. е. там, где . Следовательно, в этом случае и помеха полностью подавляется.

В реальных РЛС время облучения объекта в процессе обзора конечно и принимаемый сигнал оказывается не бесконечной периодической последовательностью, а пакетом из N импульсов. При этом отдельные спектральные линии расплываются и полного подавления отражений от неподвижных объектов ЧПК не обеспечивает.

Для лучшего согласования ширины провалов АЧХ фильтра подавления со спектром помехи используют схему двукратного вычитания.

При включении последовательно двух схем ЧПК (рис. 12.4, а) результирующая АЧХ

Таким образом, провалы АЧХ (рис. 12.4, в) вблизи частот расширяются, что обеспечивает лучшее подавление помехи с широкими гребнями спектра.

Рис. 12.4

Схема двукратной ЧПК может быть представлена и иначе, например как показано на рис. 12.4, б. Действительно, из рис. 12.4, а следует

АЧХ этой схемы аналогична предыдущей.

Иногда схемы однократной и двукратной ЧПК называют двухимпульсной и трехимпульснои схемами подавления.

Необходимо подчеркнуть, что к точности и стабильности характеристик элементов системы СДЦ предъявляют весьма жесткие требования, например, высокая точность сохранения равенства для линии задержки ЧПК, а также высокая степень идентичности амплитуды и формы сигналов в каналах ЧПК. Для получения достаточно большого времени задержки и сохранения формы импульса при его задержке в аналоговых компенсаторах используют ультразвуковые линии задержки с полосой . Такие линии имеют большое затухание (более 80 дБ), для компенсации которого в канал задержки последовательно включают усилитель. Для идентичности каналов такой же усилитель вводят и в другой канал . Для выравнивания коэффициентов усиления применяют и аттенюатор с затуханием, равным затуханию в линии задержки. Для эффективной работы схемы ЧПК такой баланс должен поддерживаться при широком изменении условий эксплуатации, что представляет достаточно сложную техническую задачу. В результате аналоговые фильтры получаются дорогими и недостаточно надежными. Поэтому в настоящее время предпочтение отдается цифровым фильтрам подавления. Перспективны также фильтры, в которых функция линии задержки гребенчатого фильтра выполняют приборы с зарядовой связью (ПЗС).

Цифровые фильтры подавления. При цифровой обработке выборки сигнала, следующие с интервалом дискретизации по времени, с помощью аналого-цифрового преобразователя (АПЦ) преобразуются в соответствующие числа, представленные обычно в двоичном коде. Эти числа в цифровом процессоре (например, в арифметическом устройстве ЭВМ) подвергаются весовой обработке в соответствии с алгоритмом решаемой задачи.

Рис. 12.5

Фильтр СДЦ является режекторным фильтром, устраняющим из спектра частоты вблизи , что обеспечивается, как показано ранее, задержкой сигнала и весовым суммированием. В цифровом виде просто осуществить задержку на несколько периодов и сравнительно не сложно изменять весовые коэффициенты, что позволяет не только оптимизировать АЧХ фильтра подавления, но и управлять в соответствии с изменением помеховой обстановки, т. е. создать адаптивную цифровую систему СДЦ.

Рассмотрим структуру и передаточную функцию нерекурсивного (без обратных связей) цифрового режекторного фильтра, который чаще всего используют в системах СДЦ.

С помощью -преобразования передаточную функцию, называемую системной, любого нерекурсивного фильтра можно записать в виде

(12.10)

где - системная функция элемента задержки на весовые коэффициенты.

Цифровой фильтр первого порядка имеет один весовой коэффициент (остальные равны нулю), и его передаточная функция

(12.11)

что соответствует АЧХ однократного (двухимпульсного) компенсатора .

Цифровой фильтр с двумя весовыми коэффициентами и имеет АЧХ вида , т. е. соответствует двукратной (трехимпульсной) схеме ЧПК.

Рис. 12.6

В общем виде структуру нерекурсивного режекторного фильтра можно представить в виде лестничной схемы (рис. 12.5), состоящей из элементов задержки на период повторения умножителей на весовые коэффициенты и сумматора. Подбором весовых коэффициентов можно получить желаемую АЧХ фильтра. Применение рекурсивных фильтров, т. е. фильтров с обратной связью, позволяет улучшить АЧХ фильтра, не повышая его порядка. Так, в рекурсивном фильтре первого порядка (рис. 12.6, а) использование обратной связи с коэффициентом обратной связи (использование кроме 0 в точке ) еще и полюса в точке дает возможность расширить зону подавления вокруг частот . Действительно, передаточная функция такого фильтра имеет вид

(12.12)

Отсюда АЧХ фильтра (рис. 12.6, б)

(12.13)

Таким образом, в рекурсивном фильтре первого порядка при наличии лишь одного элемента памяти можно получить АЧХ, близкую к АЧХ нерекурсивного фильтра второго порядка, причем изменением коэффициента обратной связи можно менять ширину зоны подавления. Это достигается за счет циркуляции импульсов в цепи обратной связи.

Рассмотрим основные требования к выбору параметров цифровой системы СДЦ на примере цифровой двухимпульсной схемы подавления помех на нерекурсивном фильтре (однократная цифровая ЧПК).

Рис. 12.7

Структура такой системы от аналогового входа, на который подается сигнал с выхода фазового (когерентного) детектора приемника, до аналогового выхода, с которого импульсы движущейся цели и не подавленные фильтром остатки помехи поступают на индикатор РЛС и вторичную обработку, представлена на рис. 12.7.

Импульсный элемент ИЭ осуществляет дискретизацию видеоимпульсов , поступающих на вход цифровой ЧПК с выхода фазового (когерентного) детектора приемника РЛС. Желательно выбрать период дискретизации таким, чтобы за время действия импульса иметь две выборки сигнала, что сводит потери на дискретизацию к минимуму.

Далее с помощью АЦП амплитуду каждой выборки преобразуют в соответствующий цифровой код (цифровое слово) с учетом знака .

С выхода АЦП код вводят в устройство цифровой памяти (например, регистр), с каждым тактом он продвигается на нем на . Через период повторения задержанные цифровые слова вычитаются из текущих значений выборок непосредственно на выходе АЦП, в результате чего происходит компенсация импульсов помехи, представленных в цифровой форме. С помощью ЦАП сигналы движущихся целей и остатки неподавленных помех восстанавливается в аналоговой форме и отображаются на экране индикатора с яркостной модуляцией луча ЭЛТ.

Таким образом, рассмотренная цифровая схема является эквивалентом однократной аналоговой схемы ЧПК.

Приведем некоторые соображения по выбору основных параметров цифровой схемы ЧПК.

Так как число цифровых слов за период повторения должно быть не менее

то объем памяти при разрядности слов будет равен . Число разрядов определяется необходимым числом уровней квантования исходя из динамического диапазона сигнала и шага квантования . При выборе шага квантования равным среднеквадратическому значению собственных шумов приемника , которое ограничивает и значения имии . Отсюда необходимое число уровней квантования а требуемая разрядность АЦП

(12.14)

Число разрядов влияет на качество работы фильтра ЧПК. Как известно, при шаге квантования дисперсия шума квантования при равномерном распределении равна . При вычитании происходит удвоение дисперсии шума квантования, поэтому на выходе схемы ЧПК . Так как максимальная амплитуда напряжения помехи на входе схемы ЧПК , а мощность помехи (при входном сопротивлении 1 Ом) , то отношение мощности помехи на входе цифрового фильтра ЧПК к мощности шума на выходе

(12.15)

Это отношение характеризует качество работы цифрового фильтра. Если выразить в децибелах, то получим соотношение

(12.16)

характеризующее максимальное возможное подавление помехи. Разрядность АЦП г и емкость памяти выбирают так, чтобы потери, связанные с квантованием, сказывались на эффективности системы СДЦ меньше, чем другие параметры РЛС, влияние которых на качество работы системы СДЦ рассматривается далее.