§ 15.5. ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ ВРЕМЕННЫХ ДИСКРИМИНАТОРОВ ПРИ ИСПОЛЬЗОВАНИИ СЛОЖНЫХ СИГНАЛОВ

В связи с тем что сложные сигналы в РНС имеют малую длительность элементарных импульсов и очень большой период повторения, реализация устройств обработки сигналов основана на фильтрационно-корреляционном принципе. При этом элементарные радиоимпульсы подвергают фильтрации в линейном частотно-избирательном тракте приемника, а суммирование их откликов происходит в корреляционном устройстве, функции которого в измерителях дальности выполняет временной дискриминатор, включающий фильтр (интегратор) с временем памяти, существенно превосходящим длительность элементарного импульса. Так как форма элементарных импульсов близка к прямоугольной, то их согласованная фильтрация эквивалентна интегрированию в пределах символа и может быть выполнена В дискриминаторе тем же фильтром. При этом требования к форме частотной характеристики линейного тракта приемника сводятся лишь к обеспечению равномерности ее в пределах ширины спектра сигнала и достаточно большого затухания за этими пределами, что может быть реализовано с помощью типового полосового фильтра.

Рассмотрим возможные способы реализации временных дискриминаторов для когерентных двоичных ФМ-сигналов. В связи с тем что используемые в РНС сложные сигналы имеют большую базу, а дальномерный код выбирают из условия получения минимума боковых лепестков, влиянием последних можно пренебречь и считать, что корреляционная функция модулирующей последовательности имеет вид

Предположим, что поиск сигнала завершен и система ФАПЧ введена в режим синхронизации. Следовательно, временное дискриминирование производится в условиях когерентного приема сигналов. Выполнение этого условия позволяет использовать принцип суперпозиции при анализе воздействия помех на временной дискриминатор, как это было сделано при рассмотрении временных дискриминаторов для простых сигналов. Применительно к сложным сигналам предположение о линейности тракта обработки облегчает выявление особенностей дискриминирования сложных сигналов. Действительно, анализ операции сжатия сигнала при его дискриминировании сложной селектирующей последовательностью может быть заменен рассмотрением дискриминирования сжатого сигнала сжатой селектирующей последовательностью. Следовательно, все ранее разобранные способы дискриминирования прямоугольных простых радиоимпульсов могут быть использованы и для сложных сигналов, достаточно лишь найти селектирующие последовательности, которые после сжатия трансформируются в соответствующие селектирующие функции (селекторные импульсы) для простых сигналов. Например, для реализации временного дискриминатора с двумя селекторными импульсами (, см. рис. 15.6) необходимо в качестве селектирующих последовательностей взять копии модулирующей сигнальной последовательности, сдвинутые во времени на . В данном случае каждая сжатая селектирующая последовательность представляет собой для периода Тк прямоугольный импульс, подобный селекторное в дискриминаторе простого сигнала.

Изложенный принцип подобия позволяет провести простую аналогию и между качественными показателями дискриминаторов сложных и простых сигналов. Дискриминационные характеристики сохраняют тот же вид, что и для простых сигналов; дисперсия эквивалентных временных флуктуаций уменьшается в N раз.

При построении измерителей дальности со сложными сигналами особое внимание уделяется уменьшению аппаратурных погрешностей в каналах временного дискриминатора. Если временной дискриминатор построен по двухканальному принципу (см. рис. 15.6, 15.7), то неидентичность каналов может привести к существенной ошибке измерения, так как при амплитуды элементарных радиоимпульсов сложного сигнала в N раз меньше амплитуды простого. Имея в виду, что N велико, требования к стабильности каналов временного дискриминатора сложных сигналов значительно жестче, чем для дискриминаторов простых сигналов. Поэтому находят широкое применение одноканальные временные дискриминаторы, где сам принцип построения схемы исключает источники нестабильностей, присущие двухканальным схемам.

Остановимся на вопросах построения одноканальных дискриминаторов сложных сигналов.

При синтезе способов получения оптимального сигнала ошибки, основанных на согласованной фильтрации (см. рис. 15.4) или корреляционной обработке (см. рис. 15.5), временное дискриминирование сводят к одноканальной обработке отселектированной смеси сигнала с шумом. В первом случае (см. рис. 15.4) селектирующая функция имеет вид -функции, а во втором (см. рис. 15.5) — трехуровневой функции в виде копии производной от образца сигнала. Для прямоугольных сигнальных импульсов применение первого способа связано со сложностью формирования требуемого вида частотной характеристики линейного тракта приемника. Поэтому для получения сигнала ошибки при использовании сложных сигналов отдают предпочтение второму способу. При этом селектирующую последовательность выбирают с учетом требований к протяженности линейного участка дискриминационной характеристики, что хотя и приводит к нарушению условия получения наименьшей дисперсии эквивалентных временных флуктуаций, но позволяет обеспечить необходимую полосу захвата и удержания следящего измерителя.

Для пояснения способов формирования селектирующих последовательностей сложных сигналов вернемся к принципу подобия, уже использованному при обсуждении аналогий между сложными и простыми сигналами.

Рис. 15.8

Сжатые селектирующие последовательности для одноканальных способов временнбго дискриминирования удобно представить в виде разностей селекторных импульсов (простых двухканальных дискриминаторов), как это показано на рис. 15.8. Селектирующие последовательности, соответствующие селектирующим функциям, представленным на рис. 15.8, а, б, могут быть сформированы как разность образцов модулирующих последовательностей, сдвинутых во времени на интервал . При образовании такой разностной последовательности наряду с получением положительных и отрицательных значений разности будут иметь место и нулевые, соответствующие интервалам перекрытия во времени однознаковых символов кода. Поэтому сформированная селектирующая последовательность оказывается трехуровневой (), что ужесточает требования к реализации перемножительных устройств.

Представляет интерес способ формирования селектирующей последовательности, основанный на умножении образца модулирующей последовательности на меандр тактовой частоты . В этом случае формируемая последовательность будет двухуровневой и в сжатом виде имеет форму меандра на интервале (рис. 15.8,б). Она обеспечивает ту же протяженность линейного участка дискриминационной характеристики и ту же дисперсию эквивалентных временных флуктуаций, что и селектирующая функция с (рис. 15.8, а)

Анализируя особенности построения следящих измерителей, нельзя не остановиться еще на одном способе временного дискриминирована, получившем широкое распространение. Сигнал ошибки в схеме одноканального временного дискриминатора может быть сформирован, если временное положение селектирующей последовательности в виде образца модулирующей функции коммутировать поочередно на , а знак снимаемого с интегратора (фильтра) напряжения изменять с плюса на минус в такт с периодом коммутации (рис. 15.9).

Рис. 15.9

Если при этом время пребывания селектирующей последовательности в левом и правом положениях одинаково и кратно периоду , то формируемая дискриминационная характеристика повторяет по форме характеристику обычного одноканального дискриминатора с тем же значением . Заметим, что частота коммутации должна лежать за пределами полосы пропускания следящего измерителя, чтобы он не отслеживал скачки Сигнала ошибки, а реагировал лишь на разность их площадей.

Коммутируемые временные дискриминаторы уступают некоммутируемым по дисперсии эквивалентных временных флуктуаций в два раза (3 дБ), так как половина энергии сигнала не используется при формировании сигнала ошибки.

При рассмотрении способов временного дискриминирования сложных сигналов предполагалось, что сигнал, снимаемый с УПЧ, поступает на синхронный детектор, на выходе которого выделяется модулирующая последовательность, декодирование которой производится в процессе образования сигнала ошибки. Такой способ декодирования называют снятием кода на видеочастоте.

Снятие кода можно производить и на промежуточной частоте (рис. 15.10).

Рис. 15.10

Сигнал с УПЧ поступает на перемножитель на вход которого подается такая же селектирующая последовательность, как и в дискриминаторах со снятием кода на видеочастоте. На выходе перемножителя возникает фазоманипулированная последовательность на частоте , которая после синхронного детектирования преобразуется в последовательность знакопеременных видеоимпульсов. Постоянная составляющая этой последовательности пропорциональна временному рассогласованию . Поэтому на выходе интегратора (фильтра) вырабатывается напряжение сигнала ошибки . Снятие кода на промежуточной частоте возможно и в двухканальных временных дискриминаторах, что сопровождается почти двукратным ростом аппаратурных затрат. Этот способ используют и для коммутируемых временных дискриминаторов.

Напомним, что приведенные способы временного дискриминирования сложных сигналов применяют в когерентных системах АПВ.

В некогерентных системах АПВ чувствительный элемент (некогсрентный временной дискриминатор) формирует сигнал ошибки, не зависящий от фазы и доплеровского сдвига частоты сигнала. Примером может служить чувствительный элемент некогерентной системы АПВ, рассмотренный в § 15.2 и представленный в виде структурной схемы на рис. 15.3. Добавим лишь, что при фиксированной шумовой полосе пропускания когерентной и некогерентной систем АПВ дисперсия флуктуационной ошибки всегда больше в последней. Однако если соотношение сигнал/шум на выходах полосовых фильтров удовлетворяет условию , то это различие незначительно.

Сравните дисперсию ОМП параметра для когерентного и некогерентного пакетов радиоимпульсов. Поясните, чем вызваны потери в точности оценки при некогерентной обработке пакета радиоимпульсов.

Поясните связь оптимального сигнала ошибки с ОМП параметра [см. выражение (15.9)].

При каких ограничениях временной дискриминатор можно представить в виде линейного звена следящей системы?

Как пересчитать дисперсию флуктуаций сигнала ошибки в дисперсию эквивалентных временных флуктуаций?

Как связаны между собой коэффициент передачи замкнутой линейной следящей системы и ее шумовая полоса?

Используя упрощенные структурные схемы рис. 15.2 и 15.3, поясните принципиальные особенности когерентной и некогерентной систем АПВ.

Сигнальный импульс имеет огибающую в виде равнобочной трапеции (см. рис. 15.5, в).

Зависит ли отношение сигнал/шум на выходе согласованного фильтра от ? Зависит ли дисперсия эквивалентных временных флуктуаций при оптимальном временном от ?

Чем объяснить проигрыш в дисперсии эквивалентных временных флуктуаций коммутируемых временных дискриминаторов (см. рис. 15.9) по сравнению с некоммутируемыми?