4.5. Пример реализации ЦИФАР для перспективной крупноапертурной крупномодульной широкополосной РЛС в диапазонах 10—20 см

Рассматривается структурная схема (см. рис. 4.1) крупноапертурной крупномодульной широкополосной РЛС коротковолновой части дециметрового диапазона 10-20 см. Особенности построения цифровой пространственно-временной обработки сигналов в данной РЛС обусловлены следующими факторами:

- необходимостью обеспечения высокого энергетического потенциала РЛС и высокой точности измерения угловых координат, приводящая к использованию приемной антенны в виде крупноапертурной с чрезвычайно большим числом элементов (несколько тысяч и даже десятки тысяч), что требует построения крупномодулыюй структуры как минимум, двухэтаиной процедуры пространственно-временной обработки сигналов в данной внутримодульной и межмодульной (см. рис. 4.1.);

- высокой разрешающей способностью и точностью измерения дальности, т. е. необходимостью использования широкополосных сигналов, что. в сочетании с большими размерами антенны, приводит к несоблюдению условия (4.10) и требует компенсации группового запаздывания сигналов и помех на раскрыве ФАР в процессе проведения пространственно-временной обработки сигналов.

С целью упрощения этой обработки используется двухэтапная процедура адаптивной пространственной и пространственно-временной обработки сигнала. при которой компенсация группового запаздывания сигналов производится только на втором этапе обработки (см. рис. 4.1). Как видно из рисунка обработка сигналов осуществляется в два этапа:

на первом этапе, согласно структуре обобщенного алгоритма (п. 4.1), осуществляется аналоговая пространственная обработка сигналов внутри каждого модуля (секции), представляющего собой подрешетку с приемными излучающими

элементами и сумматором, при этом число таких модулей составляет , а общее число излучающих элементов

на втором этапе в модулях цифровой ФАР осуществляется цифровая межмодульная пространственно-временная обработка сигналов, при этом в каждом модуле обрабатываются пространственных канала.

Рис. 4.3. Формирование и разводка сигналов гетеродина

На первом этапе путем соответствующего фазирования сигналов гетеродина (рис. 4.3) осуществляется внутримодульная пространственная обработка сигналов. Представленная схема формирования и разводки сигналов гетеродина содержит каналов формирования сигналов гетеродина, каждый из которых содержит ЦАП, управляемый от спецвычислителя и формирующий на промежуточной частоте сигиал с заданной фазой и смеситель, в котором осуществляется преобразование частоты сигналов гетеродина с промежуточной частоты на частоту Сформированные таким образом сигналы гетеродина разводятся по соответствующим каналам преобразования частоты секций ФАР, так что каждый сформированный сигнал разводится по смесителям секций.

В принципе возможны два варианта построения внутримодульной (секционной) обработки:

первый вариант - адаптивное подавление помех путем формирования «нулей» в ДН-секции в направлении источников помех, расположенных в боковых лепестках ДН-секции, с использованием информации о координатах источниках помех;

второй вариант - использование обычной неадаптивной процедуры управления секции.

При относительно небольших размерах секции, когда выполняется условие (4.10), использование адаптивного подавления источников помех, расположенных в боковых лепеегках ДН-секции, дает возможность выполнить эту процедуру без учета группового запаздывания полезного и помеховых сигналов на апертуре секции. Совместное использование двух ступеней адаптивной пространственной обработки сигналов позволяет существенно упростить ее аппаратуру и алгоритмы при сохранении высоких характеристик помехозащищенности.

При большом числе элементов необходимо рационально распределить их для каждой из ступеней обработки Оптимальным вариантом такого

решения является условие при котором образуется наибольший выигрыш в числе АЦП и ЦАП (см. рис. 4.1, 4.2.), равный по сравнению со случаем полноразмерной цифровой обработки и формирования сигналов. При таком распределении необходимо учитывать, что число элементов на каждой ступени должно быть не менее 100, а геометрические размеры антенного модуля должны обеспечивать выполнение условия (3.1).

Адаптивное подавление помех. Для его реализации используется спецвычислитель на котором производятся необходимые вычисления фазового управления ДН-секции в соответствии с алгоритмом фазового синтеза.

1. Вычисляется условно оптимальный вектор полного подавления помехи

где вектор волнового фронта полезного сигнала: направление вектора волнового фронта полезного сигнала;

матрица-проектор на подпространство, ортогональное подпространству помех матрица волновых фронтов помехоносителей; направление вектора волнового фронта помехоносителя; число помехоносителей.

2. Производится нулевая итерация вычисления фазового вектора и вектора невязки

3. Проводится расширение матрицы помех

4. Путем повторного вычисления по формулам (4.13), (4.14) и (4.15) на основе расширенной матрицы помех формируется условно оптимальный вектор полного подавления помехи , и фазовый вектор

5. Окончательно формируется вектор фазового управления путем округления фазового вектора в разрядной сетке с ценой младшего разряда

Исследования показали высокую эффективность данного алгоритма фазового синтеза, характеризуемую достаточной глубиной "нуля" и большим числом подавляемых источников помех. В частности, достижимая глубина "нуля" и максимальное число подавляемых помех определяются следующими соотношениями

В табл. 4.1 приведены основные характеристики ЦИФАР для двух вариантов построения перспективной крупиоапертурной широкополосной в диапазонах 20-10 см соответственно.

Таблица 4.1 (см. скан)

Элементная цифровая база ЦИФАР. Она определяется необходимостью аналого-цифрового преобразования и цифровой обработки сигналов «на проходе» (в темпе поступающего потока цифровых данных). Данное требование, безусловно, является значительно более жестким, чем традиционное для вычислительных систем - обеспечение работы в реальном масштабе времени. Как следует из п. 4.4 требуемая средняя производительность для пространственной и частотно-временной обработки сигналов составляет порядка действительных операций. Несмотря на эти высокие требования при осуществлении параллельной цифровой обработки в модулях и спецвычислителе ЦИФАР эти требования могут быть реализованы на базе серийно выпускаемых различными фирмами за рубежом сигнальных процессоров, например Tiger Shark (Analog Device), TMS (Texas Instruments) и PowerPC (Motorola). Следует также отметить возможность использования готовых изделий фирмы Bit Ware, конструктивно оформленных в различных форм-факторах и предназначенных для встраивания в соответствующие шины при организации обмена данными (Compact PCI, PMC, PCI, VME).

Среди отечественных можно выделить разработанные в конструктиве Евромеханика «Стандарт 19» Compact PCI совместно с АО РТИ им. А.Л. Минца и ЗАО «Скан-Инжиниринг-Телеком» ячейки многоканальных АЦП и сигнальных процессоров на базе порого-логических интегральных схем (ПЛИС) фирмы Xilinx, реализующих алгоритм предварительной частотно-временной и пространственной обработки сигналов (п. 4.2).

На базе отечественных нейро-матричных сигнальных процессоров также в конструктиве Евромеханика «Стандарт 19» Compact PCI с совместно АО РТИ и ЗАО «НТЦ Модуль» разработаны ячейки спецвычислителя, также весьма перспективные для применения и новые разработки ЗАО «НТЦ Модуль» нейро-матричные сигнальные процессоры чипы DSM, содержащие четыре канала быстродействующих АЦП и ЦАП, и скалярный процессор.