7. МАГНИТНО-ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Совместное применение магнитных и полупроводниковых усилителей часто позволяет в значительной мере устранить недостатки, свойственные тому или иному типу усилителя, и максимально использовать их достоинства. При этом достигается уменьшение

габаритных размеров и массы усилителя, повышение его быстродействия и экономичности, расширение динамического диапазона и снижение порога чувствительности и т. д.

Для повышения стабильности нуля и снижения порога чувствительности электронных (ламповых) и транзисторных усилителей постоянного тока входной сигнал предварительно преобразовывают в переменное напряжение, которое в дальнейшем усиливается более стабильными электронными или транзисторными усилителями переменного тока.

На рис. V.36, а — в, показаны три возможных способа построения магнитно-транзисторных усилителей. В усилителе рис. V.36, а) входным каскадом является магнитный модулятор, при помощи которого сигнал постоянного тока преобразуется в сигнал переменного тока, совпадающий по частоте с источником питания, а фаза выходного напряжения изменяется на 180° при изменении полярности входного сигнала.

В качестве магнитного модулятора с выходом на основной частоте может быть применен двухтактный магнитный усилитель по любой из схем, показанной на рис. V.22.

Рис. V.36. Принципиальные схемы магнитно-полупроводниковых усилителей

Рис. V.37. Магнитные модуляторы: а — по дифференциальной схеме; б — по мостовой схеме

Однако для усиления слабых сигналов наибольшее применение получили модуляторы по дифференциальной (рис. V.37, а) и мостовой (рис. V.37, б) схемам.

Магнитные модуляторы указанного типа представляют собой мосты переменного тока. Неидентичность магнитных характеристик и геометрических размеров сердечников вызывает появление напря жения небаланса на выходе модуляторов при отсутствии входного сигнала и разброс характеристик для различных образцов. Поэтому для уменьшения напряжения небаланса и повышения стабильности

нуля сердечники модулятора должны быть тщательно подобраны [3, 5, 7). Кроме того, в схеме модулятора обычно предусмотрены возможности регулировки путем изменения режима работы сердечников.

Составляющая напряжения небаланса, совпадающая по фазе с полезным сигналом, может быть сведена практически к нулю путем незначительного изменения тока подмагничивания в обмотках смещения модулятора (на рис. V.37 обмотки смещения не показаны). Составляющая небаланса, фаза которой сдвинута на 90° относительно фазы полезного сигнала, может быть уменьшена путем включения дополнительного регулируемого сопротивления (на рис. V.37 показано штриховой линией).

Изменение напряжения небаланса в процессе работы модулятора может быть вызвано изменением свойств сердечников в результате старения, а также под воздействием внешних причин: изменением напряжения и частоты источника питания, температуры окружающей среды, а также гистерезиса, проявляющегося в том, что после действия входного сигнала большой величины наблюдается остаточное смещение нуля. Заметим также, что кроме указанных составляющих, в напряжении небаланса всегда присутствуют составляющие высших гармоник напряжения возбуждения (главным образом второй и третьей). При значительном уровне этих составляющих, они могут вызвать насыщение последующего каскада усилителя. По этой причине на выходе модулятора включается фильтр, подавляющий напряжение высших гармоник.

Для повышения коэффициента усиления по напряжению (мощности) в схемах (рис. V.37) часто применяется согласующий трансформатор Сопротивление утечки и емкость вторичной обмотки этого трансформатора могут влиять лишь на величину и фазу выходного напряжения модулятора, но не вызывают появления напряжения небаланса. Заметим также, что с целью уменьшения напряжения высших гармоник в выходном напряжении иногда достаточно шунтировать вторичную обмотку трансформатора конденсатором небольшой емкости.

При тщательном изготовлении и питании от стабилизированного источника питания переменного тока модуляторы с выходом на основной частоте могут обеспечить стабильность нуля, соответствующую входному сигналу мощностью порядка Вт.

При работе модулятора в режиме холостого хода для определения величины выходного напряжения (действующее значение) имеем [5, 7]

где — коэффициент трансформации;

— сечение сердечника;

— изменение переменной составляющей индукции сердечника, вызванное усиливаемым сигналом (при малых входных сигналах [7]).

Коэффициент усиления по напряжению

где I — средняя длина сердечника;

— соответственно число витков и активное сопротивление обмотки управления.

Значение может быть определено из семейства характеристик для данного материала сердечников, применяемых в модуляторе. Для приближенного вычисления в формулы (V. 101) и (V.102) вместо можно подставлять значение Мдщах.

Заметим далее, что оптимальные значения поля смещения Для модулятора, работающего в режиме холостого хода, изменяются в очень широких пределах для данного магнитного материала в зависимости от качества сердечников. При этом соответственно изменяются и и коэффициент усиления напряжения.

Однако при работе усилителя под нагрузкой, особенно когда соблюдается условие оптимального согласования модулятора с нагрузкой,

где дифференциальная проницаемость для переменного тока на основной кривой намагничивания сердечника оптимальные значения относительно мало изменяются для данного сплава при больших изменениях магнитных свойств сердечников. Кроме того, чем выше тем меньше зависят характеристики модулятора от магнитных свойств сердечника в слабых полях и, в частности, от величины максимальной магнитной проницаемости.

Постоянная времени цепи управления модулятора при известной величине может быть определена по формуле (V.29).

В схеме усилителя (рис. V.36, а) может быть применен также магнитный модулятор с взаимно перпендикулярными полями и выходом на основной частоте (рис. V.38, б) с активным сопротивлением на входе. Ферритовый сердечник модулятора (рис. V.38, а) состоит из двух одинаковых половинок, имеющих кольцевой в который устанавливается обмотка возбуждения Ток в этой обмотке создает поперечное магнитное поле. Соприкасающиеся поверхности половинок сердечника тщательно шлифуются с целью уменьшения сопротивления стыка для поперечного поля. Форма поперечного сечения сердечника и паза выбирается так, чтобы обеспечить постоянство сечения сердечника для поперечного поля.

Обмотки управления и выхода располагаются равномерно по всей длине сердечника.

Основное преимущество модуляторов с взаимно перпендикулярными полями по сравнению с рассмотренными выше заключается в том, что при простой конструкции они позволяют существенно снизить величину паразитного напряжения помехи и отличаются более высокой стабильностью нуля вследствие естественной развязки обмоток возбуждения и выхода. Нижний порог чувствительности модулятора соответствует входному сигналу

Рис. V.38. Магнитный модулятор с перпендикулярными полями: а — сердечник с обмотками; — принципиальная схема

Ток возбуждения в обмотке и создаваемое им поле имеют пульсирующий характер вследствие наличия вентиля в цепи возбуждения. В результате этого проницаемость сердечника для продольного поля периодически изменяется и вызывает изменение индуктивности обмотки включенной в цепи моделируемого сигнала. При этом в обмотке управления и связанной с ней выходной-обмотке будет индуктироваться э. д. с., первая гармоника которой может быть определена по формуле

где — круговая частота;

— активное сопротивление обмотки управления;

— дополнительное сопротивление;

— постоянная времени цепи управления,

здесь (10 — начальная магнитная проницаемость сердечника.

При из формулы (V.103) получим

Рассматриваемый модулятор не дает усиления. Этот недостаток компенсируется тем, что он практически безынерционен, а его коэффициент передачи не зависит от напряжения и частоты источника питания и температуры окружающей среды при их изменении в достаточно широких пределах 12, 4].

В схеме, показанной на рис. V.36, а, применяются также модуляторы с удвоением частоты, основанные на использовании четных гармоник напряжения, появляющихся на зажимах обмотки управления однотактного усилителя (рис. V.39) при наличии подмагничивающего поля постоянного тока. Последовательно с обмоткой управления включена индуктивность препятствующая прохождению переменного тока по цепи управления. Сигнал снимается с выходной обмотки (рис. V.39,а). В схеме, показанной на рис. V.39, б, одна обмотка используется как для входа, так и для выхода.

Рис. V.39. Магнитные модуляторы с удвоением частоты

Конденсатор С препятствует прохождению постоянного тока сигнала в первичную обмотку согласующего трансформатора Так как частота выходного сигнала модулятора в 2 раза превышает частоту источника питания, то для питания фазочувствительного выпрямителя (см. рис. V.36, а) требуется дополнительный элемент — источник опорного напряжения (удвоитель частоты). Это значительно усложняет схему усилителя. Последнее окупается значительным, по сравнению с другими типами модулятора, снижением порога чувствительности.

Если числа витков обмоток одинаковы и магнитные характеристики сердечников и геометрические размеры совпадают, то при отсутствии входного сигнала напряжение на выходе модулятора будет равно нулю. Однако в действительности абсолютную идентичность сердечников получить нельзя. Поэтому выходное напряжение не равно нулю, но при отсутствии составляющей четных гармоник в напряжении источника питания и ввиду симметрии кривой намагничивания сердечников в напряжении небаланса отсутствуют четные гармоники.

Основное достоинство магнитных модуляторов с удвоением частоты и состоит в том, что никакие колебания напряжения источника питания, температуры окружающей среды и различие в характеристиках сердечников не могут вызвать появление четных

гармоник напряжения при отсутствии входного сигнала, при условии, что составляющая второй гармоники отсутствует в напряжении источника питания. Поэтому, если на выходе модулятора поместить узкополосный фильтр, пропускающий лишь вторую гармонику, и усиливать в дальнейшем сигнал избирательным усилителем переменного тока, то при использовании схемы рис. V.36, а можно построить усилитель постоянного тока со стабильным нулем. Предельный порог чувствительности модуляторов этого типа ограничивается магнитными шумами и соответствует для некоторых сплавов мощности усиливаемого сигнала порядка

При наличии четных гармоник в напряжении источника питания и некоторой неидентичности сердечников нижний порог чувствительности модулятора значительно повышается.

Рис. V.40. Схема магнитно-транзисторного усилителя на основе модулятора с удвоением частоты

К числу недостатков модуляторов с удвоением частоты относится также и то, что при слабых входных сигналах составляющая второй гармоники (полезный сигнал) часто значительно меньше напряжения помехи нечетных гармоник, даже при наличии схемы балансировки, на дБ. Поэтому для подавления нечетных гармоник на выходе модулятора должен быть включен полосовой фильтр, настроенный на вторую гармонику.

На рис. V.40 приведена принципиальная схема усилителя постоянного тока, предназначенного для измерительного преобразователя [3] при изменении слабых сигналов в пределах от 0 до с погрешностью

Применение на входе усилителя магнитного модулятора с взаимно перпендикулярными полями и выходом на второй гармонике (рис. V.38, б при замкнутом ключе К) позволяет значительно упростить транзисторный усилитель, так как ввиду естественной развязки обмоток возбуждения и выхода напряжение помехи на зажимах выходной обмотки не превышает нескольких милливольт.

Величина напряжения второй гармоники на выходе модулятора и коэффициент усиления по напряжению при известных магнитных

характеристиках и геометрических размерах сердечников могут быть определены расчетным путем.

При аппроксимации кривой намагничивания сердечника действующее значение напряжения удвоенной частоты на выходе усилителя

где — напряженность поля сигнала;

— безразмерный коэффициент передачи, который зависит только от произведения Для значения (для второй гармоники) имеем

Рис. V.41. Зависимость чувствительности (коэффициента усиления) от напряженности поля возбуждения модулятора с удвоением частоты

На рис. V.41 приведена зависимость от для модулятора на сердечниках из сплава Заметное расхождение между расчетной кривой 1 и экспериментальной кривой 2, наблюдаемое в нерабочей области при весьма слабых переменных полях, обусловлено явлением гистерезиса.

Постоянная времени цепи управления модулятора определяется по формуле

где — индуктивность дросселя; обычно выбирают

Нежелательное воздействие составляющих нечетных гармоник выходного напряжения модулятора с удвоением частоты на входные цепи последующих каскадов усиления может быть значительно уменьшено путем, селективного выпрямления напряжения четных гармоник при помощи своеобразных выпрямителей на нелинейных симметричных сопротивлениях. В этом случае в качестве последующего каскада может быть применен магнитный [7, 9] или транзисторный усилитель постоянного тока.

В качестве нелинейных симметричных сопротивлений используются полупроводниковые карборундовые сопротивления (рис. V.42, б) или два параллельно включенных (навстречу) полупроводниковых диода (рис. V.42, в). Для увеличения эффективности выпрямителя и возможности достижения большей симметрии вольт-амперной характеристики в качестве нелинейного симметричного

сопротивления применяются мостиковые схемы с источником опорного напряжения (рис. V.42, г) и кремниевым стабилитроном в диагоналях (рис. V.42, д). На рис. приведены соответственно вольт-амперные характеристики схем, показанных на рис. V.42, в, г. Если абсолютная величина внешнего напряжения и меньше опорного напряжения то мост заперт и ток При мост отпирается и через него протекает ток где — активное сопротивление всей цепи.

Рис. V.42. Магнитно-транзисторный усилитель с низким порогом чувствительности и стабильными характеристиками: а — принципиальная схема; б, в, г, д — принципиальные схемы нелинейных симметричных сопротивлений; е, ж — их вольт-амперные характеристики

На рис. V.42, а приведена принципиальная схема усилителя, где в качестве симметричного нелинейного сопротивления использован выпрямительный мост (рис. V.42, д). Напряжение основной частоты, необходимое для осуществления выпрямления четных гармоник, вводится во вторичную цепь модулятора путем его разбалансировки сопротивлением шунтирующим одну из первичных обмоток Сопротивление ограничивает величину тока возбуждения после насыщения сердечников. Модулятор в схеме (рис. V.42, а) работает в режиме импульсного выхода. При отсутствии четных гармоник в напряжении, индуктируемом на зажимах обмотки ток, протекающий через нелинейное сопротивление, не содержит постоянной составляющей. Такая составляющая появится при нарушении равенства амплитуд положительных и отрицательных полуволн выходного напряжения при наличии сигнала на входе модулятора.

Магнитные усилители с выпрямлением четных гармоник напряжения нелинейным симметричным сопротивлением имеют наиболее

высокую чувствительность и стабильность нуля из всех известных типов магнитных усилителей. Их нижний порог чувствительности составляет примерно при значительных колебаниях амплитуды и частоты питающего напряжения и температуры окружающей среды.

Среднее значение напряжения на выходе в режиме холостого хода приближенно может быть определено по формуле

Напряжение на нагрузке

где — внутреннее сопротивление усилителя, равное сумме активного сопротивления обмотки сопротивления одного из диодов моста в прямом направлении и динамического сопротивлени кремниевого стабилитрона.

При расчете необходимо учитывать тот факт, что величина непостоянна и изменяется с изменением сопротивления нагрузки. Это обусловлено тем, что величина прямого сопротивления диодов зависит от величины тока, протекающего через диоды.

С целью уменьшения пульсаций выходного напряжения сопротивление нагрузки шунтируется конденсатором Одновременно с уменьшением напряжения пульсаций при этом достигается увеличение коэффициента усиления по току в раза.

Для примера, характеристика холостого хода МУ, выполненного на тех же сердечниках с обмотками, что и магнитный модулятор с удвоением частоты в схеме (см. рис. V.40), согласно формуле (V.109)

где — напряжение холостого хода, В;

— ток управления, А.

При напряженности поля возбуждения и частоте 420 Гц измеренная характеристика холостого хода

Заметим, что для определения параметров дросселя, включенного последовательно с обмоткой управления, и определения постоянной времени цепи управления усилителя применима формула (V.108). Примером построения усилителя в соответствии с блок-схемой (см. рис. 36, б) является МУ двухфазного электродвигателя типа (см. рис. V.27).

В усилителе (см. рис. V.36, в) в качестве входного каскада может быть применен магнитный широтно-импульсный модулятор, выходное напряжение которого, при наличии сигнала, имеет вид импульсов постоянной амплитуды, а длительность импульсов пропорциональна величине входного сигнала. В схеме усилителя

(рис. V.43) роль широтно-импульсного модулятора выполняет магнитный усилитель с самонасыщением и выходом на переменном токе (см. рис. V.25) с уменьшенным количеством диодов, при питании рабочей цепи от источника напряжения прямоугольной формы. Выходное напряжение со вторичных обмоток согласующего и разделительного трансформатора подается к цепям эмиттер — база транзисторных ключей и которые вместе с питающим трансформатором образуют фазочувствительный выпрямитель, на выходе которого включено активное сопротивление нагрузки Для уменьшения пульсаций выходного напряжения сопротивление нагрузки шунтируется конденсатором

Рис. V.43. Магнитно-полупроводниковый усилитель с широтно-импульсным усилителем на входе

Для определения среднего значения напряжения на сопротивлении имеем [2]

где Т — период напряжения источника питания;

— длительность импульса;

- постоянная времени цепи заряда;

— постоянная времени цепи разряда;

— активное сопротивление обмотки трансформатора питания;

— сопротивление открытого ключа;

— амплитуда напряжения питания.

На рис. V.44 построены зависимости при и двух значениях (кривая 1) и (кривая 2), получаемых путем изменения величины при

При из формулы (V. 111) найдем

Как видно из рис. V.44, характеристика нелинейна. Однако характеристика вход — выход усилителя (см. рис. V.43) может быть в значительной степени «исправлена» путем выбора рабочей точки на характеристике однотактных усилителей, входящих в схему двухтактного усилителя.

На рис. V.45 приведены характеристики вход — выход усилителя, в котором магнитный усилитель собран на сердечниках с размерами мм из материала

Рис. V.44. Зависимости напряжения на выходе от длительности импульса для выходной ступени усилителя рис. V.43

Рис. V.45. Характеристики вход — выход усилителя по схеме рис. V.43

Рабочие обмотки и управления имеют по 500, а смещения витков. Ключи выполнены на транзисторах типа При напряжении питания и сопротивлении нагрузки линейный участок характеристики составляет 65% от напряжения питания и коэффициент усиления по напряжению

На рис. V.46 показано применение транзисторов в качестве управляемых ключей с целью повышения к. п. д. двухтактных магнитных усилителей с выходом на постоянном токе [71. До насыщения сердечника однотактного усилителя его входное напряжение недостаточно, чтобы открыть транзистор, и ток через его эмиттер-коллекторный переход практически равен нулю. После насыщения сердечника в рабочем полупериоде транзистор

открывается. Если усилитель работает в режиме класса В, то один из транзисторов в течение всего полупериода питающего напряжения будет закрыт, а другой открыт, т. е. величина тока на выходе схемы (рис. V.46) примерно такая же, как и для однотактного усилителя. К. п. д. схемы, показанной на рис. V.46, примерно в 6 раз выше, чем схемы, приведенной на рис. V.30, а.

Магнитно-транзисторный усилитель с одним диодом позволяет весьма просто осуществить реверсивные двухполупериодные усилители, управляемые сигналами переменного тока той же частоты, что и питающее напряжение (рис. V.47, а). При отсутствии входного сигнала сопротивление эмиттер-коллекторного перехода обоих транзисторов мало из-за наличия постоянного напряжения смещения соответствующей полярности.

Рис. V.46. Применение управляемых транзисторных ключей для повышения к. п. д. магнитного усилителя

Рис. V.47. Схемы магнитных усилителей, управляемых сигналом переменного тока

Поэтому токи в рабочих обмотках однотактных усилителей имеют минимально возможные значения. Если входной сигнал совпадает по фазе с напряжением питания и (на рис. V.47, а это условие показано звездочкой), то сигнал запрет тразистор в управляющем полупериоде для сердечника 4, что приведет к увеличению тока на выходе магнитного усилителя. Сигнал указанной фазы не влияет на работу сердечников и 2, так как сигнал запирает транзистор когда для сердечника 1 рабочий полупериод, и отпирает его, когда имеет место управляющий полупериод. Поэтому ток сохраняет минимальное значение. При изменении фазы на 180° обе половины схемы меняются ролями, и фаза выходного напряжения изменяется на 180°.

Транзистор, дроссель А и диод могут быть заменены одним кремниевым управляемым диодом [2] согласно рис. V.47, б. Здесь входной сигнал определяет угол «зажигания» управляемого диода в его рабочем полупериоде. До этого в интервале а диод заперт. Все напряжение питания прикладывается к параллельно включенному дросселю и перемагничивает его от до После

открытия диода, падение напряжения на нем в интервале а со не превышает 1 В. Поэтому индукция сердечника с прямоугольной петлей гистерезиса практически не изменяется. В следующий полупериод (рабочий для дросселя) в интервале дроссель перемагничивается от до После насыщения сердечника напряжение питания почти полностью прикладывается к нагрузке. Таким образом, дроссель автоматически повторяет поведение управляемого диода.

ЛИТЕРАТУРА

(см. скан)