2. Цифровая модель дискриминатора
автодальномера с АРУ
Пусть
— стробированная огибающая
смеси сигнала с помехой на выходе УПЧ, где
— огибающая в
-м стробе;
— период повторения импульсов;
— время, отсчитываемое
от момента прихода импульса сигнала, отождествляемого с моментом прохождения
огибающей импульса на выходе УПЧ через максимум. Напряжение на выходе
дискриминатора в
-м
периоде повторения пропорционально величине
(4.30)
где
и
— напряжения на выходе соответствующих
каскадов совпадения;
—
величина рассогласования между центром отраженного импульса и положением
селекторных импульсов;
и
— коэффициенты передачи каскадов
совпадения (в общем случае неодинаковые);
и
— положение начала и длительность левого
и правого селектирующих импульсов при нулевом рассогласовании соответственно.
В
результате влияния шумов и флюктуации сигнала последовательность
будет дискретным
случайным процессом с периодом повторения
(если пренебречь небольшим искажением
периода за счет рассогласования
). Зависимость среднего значения
процесса
от величины
есть дискриминационная
характеристика, а зависимость дисперсии
— флюктуационная характеристика
дискриминатора. Под крутизной дискриминатора
понимается значение производной
при
. Целью исследования
дискриминатора является получение указанных характеристик.
В
дискретной форме величина
выразится в виде
,
где
- дискретная огибающая в
-м стробе с шагом
;
- число дискрет в пределах
левого и правого полустробов соответственно;
- начальные положения полустробов в
дискретном времени;
—
дискретное рассогласование.
В
дальнейшем для удобства представим УПЧ в виде последовательного соединения
линейного оптимального фильтра, частотная характеристика которого сопряжена со
спектром гауссова радиоимпульса, а коэффициент передачи на резонансной частоте
равен единице, и безынерционного усилителя с регулируемым коэффициентом
усиления. Такое представление позволяет записать
, (4.31)
где
— значение коэффициента усиления УПЧ в
-м периоде повторения
(предполагается, что в течение строба коэффициент усиления остается практически
неизменным);
—
непрерывная и дискретная огибающие на выходе ОФ соответственно.
Огибающую
выразим
через квадратурные составляющие сигнала и шума по известной формуле
, (4.32)
где индекс
относится к шуму, а индекс
— к сигналу.
При
принятом законе флюктуации сигнала для составляющих
справедливы выражения
Здесь
— независимые между собой дискретные
нормальные случайные процессы с нулевым средним значением, дисперсией
и экспоненциальной
корреляционной функцией
,
где
— интервал корреляции амплитудных
флюктуации сигнала (на уровне
);
— функция, описывающая закон изменения
огибающей импульса на выходе фильтра УПЧ.
Положим,
что функция
нормирована,
так что
,
тогда
есть
средняя мощность сигнала в максимуме импульса на выходе фильтра УПЧ. Поскольку
гауссов импульс после оптимальной фильтрации сохраняет свою форму, то можно
записать
(4.33)
где
— длительность импульса на выходе фильтра
УПЧ. В дальнейшем функция
называется сигнальной функцией.
Квадратурные
составляющие шума на выходе ОФ при принятых допущениях являются, как известно,
независимыми между собой нормальными случайными процессами с одинаковыми
корреляционными функциями, совпадающими по форме с сигнальной функцией, т. е.
(4.34)
Поскольку
период повторения импульсов сигнала РЛС обычно гораздо больше интервала
корреляции шума на выходе УПЧ, то можно считать, что реализации
и
квадратурных составляющих шума
на выходе ОФ независимы от периода к периоду.
Теперь
нетрудно получить алгоритмы для формирования на ЦВМ дискретных квадратурных
составляющих сигнала и шума в формуле (4.32), т. е. дискретных процессов.
При
экспоненциальной корреляционной функции флюктуации сигнала последовательности
и
удовлетворяют рекуррентным
уравнениям (см. алгоритм № 1 в табл. 2.2):
,
где
— коэффициент корреляции между соседними
импульсами сигнала;
—
последовательности независимых между собой нормальных случайных чисел с
параметрами (0, 1).
Для
вычисления значений
в
соответствии с (4.33) получаем формулу
,
где
— количество дискретных значений
сигнальной функции
в
пределах длительности импульса.
Для
формирования дискретных квадратурных составляющих шума, имеющих гауссову
корреляционную функцию вида (4.34), воспользуемся готовым алгоритмом (алгоритм
№ 7 в табл. 2.1), положив в нем
:
, (4.35)
где
— независимые между собой последовательности независимых
нормальных случайных чисел с параметрами (0, 1);
— параметр, выбираемый исходя из точности
формирования корреляционной функции (см §2.2, п. 2).
Аргумент
у
последовательностей
в
формуле (4.35) указывает на то, что последовательностей
, формируются независимо от
последовательностей
Найдем
теперь алгоритм формирования коэффициента усиления приемника
, определяемого
действием АРУ, как функцию номера периода повторения. Для этого аппроксимируем
регулировочную характеристику УПЧ линейной. Тогда зависимость коэффициента
усиления от напряжения регулирования
будет иметь вид
(4.36)
где
— коэффициент наклона регулировочной
характеристики. Величина
как функция номера периода повторения
равна
(4.37)
где
- величина регулировочного напряжения к
моменту прихода
-го
импульса.
Напряжение
регулирования зависит от времени по закону
,
где
— импульсная переходная характеристика
фильтра АРУ, равная
- постоянная времени фильтра АРУ.
В
рассматриваемой здесь инерционной схеме АРУ постоянная времени
значительно больше
периода повторения. Поскольку в имлульсных РЛС длительность импульса обычно во
много раз меньше периода повторения, то сигнал
на входе АРУ можно рассматривать как
последовательность дельта-функций, следующих через промежуток времени
и имеющих огибающую
, где
(4.38)
— среднее значение огибающей смеси
сигнала с помехой на выходе УПЧ в пределах строба.
При периодическом
воздействии в виде дельта-функций значения регулировочного напряжения на выходе
фильтра АРУ в моменты времени
можно выразить в виде
(4.39)
Формуле
дискретной свертки (4.39), как уже неоднократно отмечалось, соответствует
рекуррентное разностное уравнение первого порядка:
, (4.40)
где
.
Необходимо
также ввести коэффициент усиления
в петле обратной связи АРУ. Под этой
величиной понимается отношение приращения коэффициента усиления УПЧ к
приращению напряжения
на входе цепи обратной связи АРУ в
установившемся режиме, т. е. при
.
Коэффициент
передачи цепи обратной связи АРУ, поведение которой описывается уравнениями
(4.36), (4.37) и (4.40), как нетрудно показать, равен
, следовательно,
.
Теперь,
после того как выяснена зависимость напряжения регулирования от сигнала на
выходе УПЧ, можно найти величину коэффициента усиления приемника в каждом
периоде. Для этого необходимо решить относительно
уравнение (см. § З.5):
,
(4.41)
где
— среднее значение огибающей в стробе
на выходе фильтра УПЧ.
Уравнение
(4.41) составлено в соответствии с выражениями (4.31), (4.36), (4.37) и (4.40).
Оно описывает процессы в замкнутой системе АРУ. Благодаря замене дискретной
свертки (4.39) рекуррентной формулой (4.40) это уравнение легко решается. В
результате получим
(4.42)
Таким
образом, основные процессы в дискриминаторе с АРУ полностью формализованы.
Окончательно, объединяя алгоритмы, моделирующие отдельные звенья и процессы,
получим следующую дискретную математическую модель дискриминатора с АРУ,
предназначенную для реализации на ЦВМ:
(4.43)
независимые
(при различных
и
и при
различных индексах) случайные нормальные числа с параметрами (0, 1).
Коэффициенты

остаются неизменными
при решении данного варианта задачи и вычисляются перед началом решения по формулам
, (4.44)
, (4.45)
. (4.46)
Параметры
являются
исходными данными. Требует пояснения дополнительно введенный параметр
. Он равен отношению
мощности шума на выходе ОФ к дисперсии сигнала (отношение шум/сигнал). Параметр
, как
известно, может быть представлен в следующем виде:
,
(4.47)
где
и
спектральная плотность шума и средняя
энергия, сигнала в импульсе на входе приемника соответственно.