17. ПОИСК И СИНХРОНИЗАЦИЯ ШПС ПО ВРЕМЕНИ

17.1. Автоматическая подстройка времени

В реальных условиях при приеме информации в начале сеанса связи несущая частота сигнала и его время задержки в точке приема неизвестны. Поэтому необходимо провести поиск и синхронизацию ШПС по частоте и по времени. На рис. 17.1 приведена схема приемника, предназначенного для приема двоичной информации. Он состоит из стандартной части (ПР), включающей преобразователь частоты, усилитель промежуточной частоты, гетеродин. Эта часть приемника не рассматривается, так как она не влияет на поиск и синхронизацию ШПС. Кроме того, приемник включает схемы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) и автоподстройки времени (АПВ) первый перемножитель и информационный коррелятор (ИК) Последний состоит из второго перемножителя интегратора (), решающего устройства (РУ), генератора и генератора синхроимпульсов (ГСП).

Рис. 17.2. Схема когерентной АПВ

Рис. 17.1. Корреляционный приемник с ФАПЧ и АПВ

Фазовая автоподстройка частоты (ФАПЧ) осуществляет поиск и синхронизацию по частоте. На выходе ФАПЧ имеется восстановленное значение несущей частоты сигнала в диапазоне промежуточных частот. Поэтому на выходе первого перемножителя ШПС переведен в область видеочастот. Таким образом, ФАПЧ обеспечивает синхронный прием информации при условии точной синхронизации по времени, которую в свою очередь осуществляет АПВ. После поиска ШПС по времени (измерение задержки обеспечивает синхронизацию ГШПС и ГСИ по времени, что необходимо для выделения информации. поступают на вход второго перемножителя, на выходе которого модуляция по ШПС отсутствует. Короткие синхроимпульсы от ГСИ с частотой где Т — длительность ШПС, управляют работой интегратора и решающего устройства.

Совместно ФАПЧ и представляют собой синхронизатор (С). И ФАПЧ, и АПВ являются одноканальными следящими измерителями (рис. 15.16). Предположим, что ФАПЧ обеспечивает

достаточную точность восстановления несущей. Поэтому допустим, что неизвестным является только время задержки ШПС. Поиску и синхронизации ШПС по времени посвящено много работ, см., например, [5—8, 13, 16, 16, 67, 68, 96—99, 102, 105, 106]. На основе этих работ в гл. 15 были приведены основные свойства следящих измерителей. Поскольку в данном параграфе рассматривается поиск и синхронизация ШПС по времени, то приведем основные схемы и параметры следящих измерителей времени, которыми и являются АПВ.

На рис. 17.2 представлена схема когерентной АПВ, предназначенной для поиска и синхронизации фазоманипулированных (ФМ), сигналов [7, 8, 15, 98], более точно для поиска и синхронизации М-последовательностей или близких к ним псевдослучайным последовательностям (ПСП). На схеме рис. 17.2 не показаны элементы схемы поиска и схемы захвата, изображенные на рис. 15.16. Для данного материала они не являются принципиальными. Схема представленная на рис. 17.2, является когерентной, так как для нормальной работы такой схемы необходимо восстанавливать частоту с точностью до начальной фазы. Так как схема предназначена для ПСП, то регистр сдвига (РС) из каскадов является генератором ПСП длиной и длительностью то — длительность одного импульса ПСП. Сигнал с выхода второго перемножителя приемника, схема которого изображена на рис. 17.1, поступает на вход на два перемножителя (см. рис. 17.2). На другие входы перемножителя подаются каскада регистра сдвига. Поэтому ПСП имеют сдвиг, равный то. Напряжения с выходов перемножителей поступают на сумматор который по сути дела выполняет функции вычитающего устройства, так как на один вход сумматора напряжение поступает с плюсом, а на другой — с минусом. С выхода сумматора напряжение поступает на усилитель с коэффициентом усиления К, затем на фильтр затем на управляющий элемент (УЭ), а затем на управляемый генератор (УГ). Цепочка УЭ и УГ преобразует сигнал ошибки (напряжение) в фазу тактовых импульсов, снимаемых с выхода УГ. Тактовые импульсы с частотой поступают на регистр сдвига.

Два перемножителя, сумматор и регистр сдвига образуют дискриминатор, точнее, временной дискриминатор. На рис. 17.3 представлены характеристики дискриминаторов. На рис. 17.3,а и изображены центральные пики идеальных АКФ ПСП (к ним близки АКФ М-последовательностей), снимаемых с каскада регистра сдвига (рис. 17.3 а) и с каскада. Между ними сдвиг по времени, равный . На рис. изображена характеристика дискриминатора (рис. 17.2). Ее линейная часть имеет ширину то в интервале Если ПСП на входе АПВ совпадает с ПСП от каскада регистра сдвига, то на выходе сумматора напряжение равно —1. Если ПСП на входе АПВ совпадает с ПСП от каскада регистра сдвига, то напряжение на выходе сумматора равно 1. В промежуточном случае оно равно 0.

Отклонение напряжения на выходе сумматора является сигналом ошибки, который усиливается затем усилителем, проходит через фильтр (экстраполятор на рис. 15.15) и через УЭ и УГ изменяет моменты появления (фазы) тактовых импульсов, определяющих ритм работы регистра сдвига.

Рис. 17.3. Характеристики дискриминаторов

Рис. 17.4. Пропорционально-интегрирующий фильтр

Дискриминатор может иметь большую ширину линейной части характеристики, если на перемножители подавать ПСП, снимаемые с каскада регистра сдвига. При этом ПСП сдвинуты на Такая характеристика изображена на рис. Ширина линейной части равна с характеристикой дискриминатора, изображенной на рис. 17.3, в, обозначают , а с характеристикой, изображенной на рис. 17.3, г — обладает большей помехоустойчивостью [8], АПВ2 позволяет быстрее произвести поиск Цепочка УЭ и УГ (иногда называется генератором, управляемым напряжением — на рис. 17.2 под воздействием напряжения сигнала ошибки с выхода фильтра изменяет частоту следования тактовых импульсов Временное положение тактовых импульсов является их фазой. Частота со и фаза связаны известными соотношениями

Частота тактовых импульсов , где К — коэффициент

передачи усилителя, фильтра и ГУН, - сигнал ошибки на выходе фильтра. Поэтому

т. е. является интегратором.

Коэффициент передачи фильтра (экстраполятора) определяется из условий минимизации среднеквадратического значения сигнала ошибки. Он во многом определяется характером изменения сигнала ошибки во времени. Оптимизация фильтра — серьезная математическая задача, решаемая на основе теории марковских процессов [73, 75, 103, 104, 106]. Не рассматривая всего многообразия фильтров и проблем их выбора, отметим, что наиболее часто используется пропорционально интегрирующий фильтр (рис. 17.4). Его передаточная функция

где оператор Лапласа, постоянные времени

Отношение постоянных времени

Числитель в (17.3) характеризует предсказывающие (экстраполирующие) свойства фильтра, так как передаточная функция является передаточной функцией форсирующего” звена. Выражение является передаточной функцией интегрирующего звена. Особенность пропорционально-интегрирующего фильтра заключается также в следующем. На высоких частотах напряжение на выходе фильтра пропорционально напряжению на входе, а в области нижних частот оно зависит от интеграла напряжения на входе фильтра. В дальнейшем будет использоваться параметр

который определяет полосу пропускания фильтра и практически является шумовой полосой [8] следящей системы, которой является АПВ.

В схеме АПВ измерение времени задержки сопровождается тремя видами шумов. Во-первых, шумами фильтрации, возникающими в схеме, (собственные шумы АПВ) при фильтрации сигнала ошибки. Они характеризуются дисперсией и зависят от спектральных свойств сигнала на входе АПВ. Во-вторых, шумами, возникающими из-за воздействия флуктуационных помех на входе АПВ. Они характеризуются дисперсией и определяются свойствами помехи (шума) на входе АПВ и свойствами сигналов и приемного тракта. В-третьих, нелинейными искажениями, которыми пренебрежем.

Дисперсия шума фильтрации составляющей для АПВ [8]

а дисперсия шумовой или помеховой составляющей

где — длительность импульса мощность сигнала на входе приемника спектральная плотность мощности помехи на входе приемника. Как следует из формул (17.6), (17.7), действие шумов уменьшается с уменьшением ширины полосы пропускания фильтра (17.5), т. е. чем более узкополосным становится фильтр, тем меньше дисперсии шумовых составляющих (17.6), (17.7). Пороговое отношение сигнал-помеха можно найти из (17.7), полагая для АПВ2 что утроенное среднеквадратическое значение не выходит за пределы линейной части дискриминатора, т. е. если При этом пороговое отношение сигнал-помеха

т. е. чем меньше тем меньше пороговое отношение сигнал-помеха.

При изменении времени задержки в установившемся режиме возможны динамические ошибки. В АПВ с пропорционально-интегрирующим фильтром динамическая ошибка возможна только в случае, если время задержки изменяется с ускорением. При этом динамическая ошибка [8]

где Из (17.9) следует, что динамическая ошибка тем меньше, чем больше т. е. чем больше полоса пропускания фильтра. В этом отношении увеличение повышает быстродействие АПВ, но ухудшает помехоустойчивость.

В самом начале процесса синхронизации, когда заканчивается поиск, разность между начальным временем задержки и истинным значением не выходит за пределы характеристики дискриминатора, т. е. для АПВ2. Значение в начальный момент является воздействием на АПВ, которая начинает обрабатывать это воздействие. Через некоторое время в течение переходного процесса АПВ отработает это воздействие и в установившемся режиме разность Длительность переходного режима [8]

т. е. чем больше полоса фильтра, тем быстрее заканчивается переходной процесс.

Исследование переходных процессов с помощью методов фазовой плоскости показало, что скорость перестройки времени задержки [8, 15] не должна превышать, примерно,

т. е. чем меньше тем меньше скорость перестройки времени задержки. Например, если необходимо иметь скорость перестрелки

где число импульсов в ПСП, то полоса фильтра обратно пропорциональна удвоенной длительности ПСП.

В тех случаях, когда ФАПЧ не может обеспечить подстройку частоты с точностью до начальной фазы, используется некогерентная АПВ (рис. 17.5) [8, 98, 99, 101, 107]. Она состоит из двухканального коррелятора огибающей (КО), собственно и выделителя информации ВИ). Коррелятор огибающей по сути дела является дискриминатором.

Рис. 17.5. Схема некогерентнон АПВ

На его вход с полосового фильтра поступает сигнал и помеха. Допустим, что сигнал переносит двоичную информацию в виде фазовой манипуляции (ФМ). Коррелятор огибающей состоит из двух каналов, в каждом из которых расположены: перемножитель (X), полосовой фильтр или и квадратичный детектор (Д). Полосовые фильтры и необходимы для фильтрации удвоенной частоты. Две ПСП с отводов каскадов регистра сдвига (PC) через перемножители (X), на вторые входы которых поступает опорное колебание со вспомогательной частотой он, поступают на входы перемножителей корреляционных каналов (с полосовыми фильтрами и В режиме слежения при отсутствии шумов задержка ПСП на входе коррелятора огибающей рарна относительно ПСП, снимаемой с каскада

резистора сдвига, и опережает на снимаемую с каскада регистра сдвига. При этом сигнал ошибки на выходе фильтра (Ф) равен нулю и цепочка управляющий элемент (УЭ) - управляемый генератор (УГ) поддерживает постоянной фазу тактовых импульсов, снимаемых с УГ. Цепочка называется также ГУН. Для того, чтобы выделить информацию, необходимо перемножить входное колебание с ПСП, которое совпадает по фазе с ПСП на входе. Для этого каскада регистра сдвига задерживается на полтакта, т. е. на и подается на перемножитель в каскаде ВИ, на второй вход которого поступает колебание со вспомогательной частотой . С выхода снимается колебание, манипулированное только информационной последовательностью. В этом колебании ПСП нет. С выхода напряжение должно поступать на оптимальный демодулятор сообщения (оптимальный приемник для приема двоичной информации).