4.6. Помехоустойчивость одной схемы дискретной ПВ обработки поля

Для иллюстрации практической реализации дискретной по пространству обработки поля рассмотрим схему адаптивного компенсатора сосредоточенной помехи, под которой здесь понимается узкополосная помеха с полосой Число парциальных каналов (компенсатора (число антенных входов или число анализируемых точек) определяется числом помех, действующих в полосе сигнала [123].

В случае узкополосных сигналов, когда наиболее вероятным следует считать попадание в полосу сигнала только одной сосредоточенной помехи число парциональных каналов (компенсаторов можно взять минимальным и равным двум, т. е. осуществлять сдвоенный по пространству прием в тачках Схема адаштивного компенсатора показана на рис. 4.13. Она анализировалась в [6]. В указанной работе определены параметры схемы, при которых обеспечивается минимальная средняя мощность суммарного шума на выходе компенсатора.

Поскольку помехоустойчивость системы определяется отношением сигнал/шум на выходе компенсатора, то представляется целесообразным выбирать параметры приемника (схемы компенсатора) именно из условия максимизации этого отношения. Эта задача здесь и рассматривается.

Рис. 4.13

Схема рис. 4.13 позволяет получить одинаковые по амплитуде и фазе колебания помехи, поступающей с двух парциальных входов. Один из каналов компенсатора удобно называть основным, другой — компенсационным.

Колебания основного и компенсационного каналов поступают на вычитающее устройство, где осуществляется компенсация помехи. Уровень полезного сигнала на выходе компенсатора определяется соотношением фаз полезного сигнала и помехи в основном и компенсационном трактах.

Выравнивание фаз помехи в указанных двух трактах осуществляется в блоке выравнивания фаз с использованием принципа многократного преобразования частоты, применяемого в устройствах когерентного сложения [47, 128, 134, 177]. Аплитудные различия колебаний помехи в основном и компенсационном каналах устраняются с помощью фазового детектора и регулируемого усилителя [6].

Запишем анализируемое колебание на двух парциальных входах:

огибающие и начальные фазы сигнала, помехи и флуктуационного шума на входе основного канала; — соответственно огибающие сигнала, помехи и флуктуационного шума на входе компенсационного канала; начальная фаза флуктуационного шума на входе компенсационного канала; флуктуирующая составляющая разности фаз помехи, зависящая: от степени корреляции помехи в точках и обусловленная кривизной фазового фронта волны помехи; - составляющая разности фаз сигнала, обусловленная кривизной фазового фронта волны сигнала; - регулярные составляющие разности фаз, обусловленные разносом парциальных антенн и направлений прихода помехи и сигнала.

Считая, что амплитуда и фаза помехи меняются независимо, распределение симметрично, и вводя в рассмотрение ко зффициент корреляции помехи в каналах комшенсагора

где среднеквадратичные значения помехи в основном и компенсационном каналах, получаем, следуя [6], выражения для средних мощностей суммарного шума и полезного сигнала на выходе компенсатора:

Здесь дисперсии (средние мощности) флуктуационного шума в полосе сигнала;

где коэффициент усиления регулируемого усилителя; амплитуда колебаний местного гетеродина; К — постоянный коэффициент.

Найдем отношение сигнал/шум на выходе компенсатора:

Отношение сигнал/шум на входе компенсатора (в основном канале)

Считая имеем:

где

Регулируемый коэффициент усиления (или взаимно однозначно связанный с ним параметр определим из того условия, чтобы величина была максимальной. Нетрудно убедиться в том, что (4.54) принимает максимальное значение при причем верхний знак выбирается в том случае, если

а нижний — если

При этом максимальное значение отношения сигнал/шум на выходе компенсатора

Следовательно, если выбрать коэффициент усиления то отношение сигнал/шум на выходе компенсатора (на выходе решающего блока) принимает максимальное значение.

При одноканальной обработке поля (прием на одну точечную антенну) отношение сигнал/шум на входе решающего блока определяется выражением (4.55).

Сравнивая (4.58) и (4.55), видим, что энергетический выигрыш ПВ обработки с использованием компенсатора относительно одноканальной обработки для двоичных систем с активной паузой определяется формулой

Из (4.59) легко видеть, что с учетом правила выбора знаков Пренебрегая кривизной фазового фронта сигнала, из (4.59) имеем

Если в канале флуктуационный шум отсутствует и сосредоточенная помеха в двух точках наблюдения полностью

коррелирована то в том случае, когда имеем что объясняется возможностью полной компенсации сосредоточенной помехи при этих значениях, параметров.

Сопоставляя результаты ПВ обработки поля посредством объединения блоков компенсации и решающего устройства с результатами, получаемыми при оптимальной ПВ обработке поля в двух, точках пространства (см. § 4.5), можно сделать вывод, что схема с компенсацией по существу реализует принципиальные возможности дискретной по пространству обработки поля.

Рис. 4.14.

На рис. 4.14 дана зависимость энергетического выигрыша» (4.60) от при фиксированных значениях величины Отметим, что обсуждаемый выигрыш является четной функцией 0 и с ростом параметра увеличивается возможный выигрыш компенсатора.