8.6. Согласованные фильтры для дискретно - кодированных сигналов

Дискретная природа сигналов, рассмотренных в этой главе, позволяет использорать методы построения согласованных фильтров и генерирования сигналов, которые основаны на применении многоотводных линий задержки или цифровых методов. Методы, применяющие дисперсионные линии задержки, которые недостаточно освещены в литературе, будут подробно изучены в гл. 12—14; в противоположность этому методы обработки сигналов с помощью многоотводных линий задержки и цифровых устройств, исследованные в многочисленных опубликованных работах, в данной работе полностью рассматриваться не будут. В этом разделе кратко описано их применение при разработке согласованных фильтров для дискретных кодированных сигналов.

Для того чтобы упростить рассмотрение, мы будем предполагать, что дискретные кодированные сигналы содержат либо фазовый код, либо частотный код, т. е. в общей формуле для сигнала (8.1) либо либо не изменяются при переходе от одного элемента последовательности к другому. Будем также полагать, что длительности элементов последовательности равны. Ни одно из вышеприведенных предположений не создает существенных ограничений при построении сигналов, и методы, кратко рассмотренные ниже, могут быть обобщены на случай, когда частота, фаза и длительность каждого импульса, соответствующего элементу последовательности, изменяются в дискретной кодированной последовательности одновременно.

Общая схема построения согласованного фильтра для случая фазокодированной последовательности показана на рис. 8.45. К выходу каждого отвода линии задержки подключены фазовращатели, сдвигающие фазы сигналов для их сопряжения, а также элементы, которые производят амплитудную весовую обработку. Так как длительности элементов последовательности равны, то в схеме необходимо иметь только один согласованный фильтр для некодированного подымпульса. Он включен на выходе сумматора, но с таким же успехом может быть и на входе, перед многоотводной линией задержки. В большинстве случаев, представляющих практический интерес для радиолокационных приложений, амплитудные весовые коэффициенты подымпульсов также должны быть равны.

Если это выполняется, а фазовый код представляет собой бинарную последовательность, то показанный фильтр может служить как согласованным фильтром, так и генератором кодированного сигнала, так как каждая фазовая компонента (0 или 180 градусов) сопряжена сама с собой (т. е. ). В этом случае для формирования бинарного кодированного сигнала возбуждающий импульс вводится с правой стороны многоотводной линии задержки.

Практически это может быть импульс на промежуточной частоте, который имеет широкую полосу частот по сравнению с шириной полосы подымпульса длительностью По мере распространения импульса с правого конца линии на левый и поступления его через отводы с кодировкой фазы на сумматор формируется сигнал длительностью Этот сигнал может быть обозначен как и -пульсный отклик согласованного фильтра, когда линия задержки возбуждается с обратного (или передающего) конца.

Рис. 8.45. Общая схема построения согласованного фильтра для сигналов на основе фазовых кодов. Ныход суммирующей схемы подключен к фильтру, согласованному с подымпульсами ниже показан отклик этого фильтра.

Сигнал и для бинарного фазового кода есть обращенный во времени импульсный отклик согласованного фильтра, когда его рассматривают с приемного конца или с левой стороны. Следовательно, если фазо-кодированный сигнал, генерируемый таким образом, поступает на приемный конец, то условия «согласованной» фильтрации выполняются, и на выходе мы получаем автокорреляционные и взаимокорреляционные функции, рассмотренные в разд. 8.3 1.

Этот же самый тип фильтра может быть использован для повторяющейся или периодической бинарной кодовой последовательности. В этом случае более низкий уровень боковых лепестков устанавливается на выходе согласованного фильтра только после того,

1 При рассмотрении функционирования такой схемы читатель может заметить из рис. 8.45, что подымпульс представляющий собой первую компоненту кодированного сигнала, поступает в линию задержки и должен затем дойти до последнего отвода линии в согласованном фильтре, тем чтобы выполнялись условия согласованной фильтрации. В этом случае кодированный сигнал полностью заполняет линию задержки, так что все отдельные импульсы согласованы и складываются в фазе в суммирующей схеме.

как первый полный период последовательности поступит в линию задержки, т. е. когда наступит устойчивое периодическое состояние фильтра. Для более общего, небинарного, случая этот метод генерирования сигналов может применяться только при условии существования отдельного набора сопряженных фазовращателей, подключенных к отводам линии задержки, который может быть переключен после формирования кодированного сигнала для замены фазовращателей, используемых в цикле генерации сигнала.

Рис. 8.46. Схема построения согласованного фильтра с использованием сопряженных фазовращателей для формирования сигнала и его обработки в случае нсбинарных сигналов. Выход суммирующей схемы подключен к фильтру, согласоиаиному с подымпульсами.

Такая схема показана на рис. 8.46. Здесь также можно применять либо набор сопряженных фильтров, либо активный генератор, который формирует сигнал, согласованный с фильтром приемника.

При конструировании согласованного фильтра с многоотводной линией задержки должны быть приняты меры для минимизации обратных отражений внутри многоотводной линии задержки в местах подключения отводов; может также появиться необходимость развязки усилителей. Также важно контролировать и регулировать точность фазы сигнала, поступающего в каждый отвод линии задержки. Лернер [28] описал использование многоотводной магнито-стрикционной линии задержки. Здесь отводы выполнены в виде катушек, намотанных вокруг магнитострикционного стержня и размещенных на равных расстояниях друг от друга. Положение каждой катушки могло несколько изменяться, что давало возможность обеспечить требуемое управление фазой сигнала на выходе отвода. I

Аналогичный метод, использующий свернутый в бухту замедляющий кабель в качестве задерживающей среды, описан Бенджамином [29]. Если применяется многоотводная линия задержки с сосредоточенными параметрами, то можно осуществлять дискретный фазовый контроль на выходе каждой ячейки, присоединив несколько отводов в каждом подынтервале задержки 6. В некоторых

случаях обработка сигнала с помощью согласованного фильтра производится на когерентной видеочастоте, а не на промежуточных частотах, как предполагалось в приведенных выше рассуждениях. При этом будет необходим квадратурный канал для того, чтобы избежать ухудшения характеристик обнаружения с изменением фазы принимаемого сигнала. Пример построения такого согласованного фильтра (его исследовали Колл и Сторей 1271) показан на рис. 8.47. Алленом и Уэстерфилдом 1301 было рассмотрено несколько методов построения цифровых согласованных фильтров.

Рис. 8.47. Схема обнаружения, использующая квадратурные согласованные фильтры.

Согласованный фильтр на линии задержки с отводами для дискретного частотно-кодированного сигнала, а также для сигнала со ступенчатой ЧМ, может быть создан аналогично фильтру на оснбве линии задержки для кодированного по фазе сигнала, который показан на рис. 8.45. В этом случае вместо сопряженных фазовращателей нужно использовать согласованные полосовые фильтры с различными центральными частотами. Недостатком подхода является то, что полоса линии задержки здесь должна равняться полной ширине полосы сигнала. Это требование часто приводит к затруднениям при синтезе линии, задержки, если полный спектр сигнала занимает очень широкую полосу (это может произойти при попытке сформировать либо однородно заполненный спектр, либо комбинированный спектр из набора дискретных полос).

Возможные пути преодоления этих конкретных трудностей показаны на рис. 8.48. Полосовые фильтры на входе согласованного фильтра разделяют отдельные частотные компоненты, каждая из которых задерживается на соответствующую величину в своей

собственной узкополосной линии задержки. Выходные сигналы каждой линии задержки поступают на суммирующее устройство. В зависимости от расположения частотных компонент кодированного сигнала и характеристик входных полосовых фильтров может оказаться полезным сформировать общий согласованный спектральный амплитудный отклик на выходе суммирующего устройства.

Рис. 8.48. Согласованный фильтр с параллельными каналами для дикретно-кодированных по частоте сигналов.

Для сигнала с линейно-ступенчатой ЧМ, где отклик полосового фильтра будет иметь вид

Из результатов разд. 8.5 можно заключить, что в этом случае для параллельных каналов значение произведения длительности на полосу равно Это есть частный случай метода параллельной многоканальной обработки ЛЧМ сигналов, рассмотренного в разд. 6.7, где разнесенных по частоте параллельных каналов, каждый из которых имеет коэффициент сжатия позволяет получить результирующее значение произведения длительности на полосу Фильтр, схема которого показана на рис. 8.48, может также использоваться в качестве генератора дискретного частотно-кодированного сигнала. Чтобы сформировать сигнал, согласованный с фильтром, показанным на рис. 8.48, фильтр, генерирующий кодированный сигнал, должен иметь обратный порядок расположения фиксированных задержек по сравнению с фильтром в приемнике. Один и тот же фильтр может быть использован для генерирования и приема сигнала, если в схеме дополнительно включено переключающее устройство для изменения порядка подсоединения фиксированных линий задержки на обратный после передачи сигнала.

Метод создания фильтров для сигналов в виде кодированных или некодированных последовательностей импульсов непосредственно следует из приведенных выше методов построения фильтров, если некоторые конкретные значения амплитудных коэффициентов тождественно равны нулю. Таким образом в соответствующих точках линии задержки отводы должны отсутствовать. Если каждый импульс в последовательности имеет соответствующий частотный или фазовый подкод, то согласованный фильтр на этот подкод должен содержать соответствующий отвод.

В некоторых задачах уровень боковых лепестков по дальности для дискретных кодированных по фазе сигналов может быть слишком высок. Уменьшить этот уровень оказывается возможным с помощью метода трансверсальной фильтрации подобно тому, как кратко описано в разд. 7.8. Однако этот метод не может быть использован для кодированных по фазе сигналов в той же самой степени, что для ЛЧМ сигналов. В работе [311 показано, что для кода Баркера длиной 13 элементов при использовании трансверсальной фильтрации можно уменьшить уровень боковых лепестков от —22 дб {отношение пикового значения к боковому лепестку 13: 1) до —32,4 дб (отношение пикового значения к боковому лепестку 42:1). Суммарная задержка трансверсального фильтра равнялась 26 6 при 13 отводах, разнесенных на 2 6. Выбранные авторами весовые коэффициенты на отводах были таковы, что обеспечивали нулевой уровень боковых лепестков в том временнбм интервале, где. ранее существовали боковые лепестки сигнала на выходе согласованного фильтра при наличии остаточных боковых лепестков вне этой области. Потери на рассогласование для этого метода составили 0,25 дб.