Главная > Радиолокационные сигналы
НАПИШУ ВСЁ ЧТО ЗАДАЛИ
СЕКРЕТНЫЙ БОТ В ТЕЛЕГЕ
<< Предыдущий параграф Следующий параграф >>
Пред.
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
31
32
33
34
35
36
37
38
39
40
41
42
43
44
45
46
47
48
49
50
51
52
53
54
55
56
57
58
59
60
61
62
63
64
65
66
67
68
69
70
71
72
73
74
75
76
77
78
79
80
81
82
83
84
85
86
87
88
89
90
91
92
93
94
95
96
97
98
99
100
101
102
103
104
105
106
107
108
109
110
111
112
113
114
115
116
117
118
119
120
121
122
123
124
125
126
127
128
129
130
131
132
133
134
135
136
137
138
139
140
141
142
143
144
145
146
147
148
149
150
151
152
153
154
155
156
157
158
159
160
161
162
163
164
165
166
167
168
169
170
171
172
173
174
175
176
177
178
179
180
181
182
183
184
185
186
187
188
189
190
191
192
193
194
195
196
197
198
199
200
201
202
203
204
205
206
207
208
209
210
211
212
213
214
215
216
217
218
219
220
221
222
223
224
225
226
227
228
229
230
231
232
233
234
235
236
237
238
239
240
241
242
243
244
245
246
247
248
249
250
251
252
253
254
255
256
257
258
259
260
261
262
263
264
265
266
267
268
269
270
271
272
273
274
275
276
277
278
279
280
281
282
283
284
285
286
287
288
289
290
291
292
293
294
295
296
297
298
299
300
301
302
303
304
305
306
307
308
309
310
311
312
313
314
315
316
317
318
319
320
321
322
323
324
325
326
327
328
329
330
331
332
333
334
335
336
337
338
339
340
341
342
343
344
345
346
347
348
349
350
351
352
353
354
355
356
357
358
359
360
361
362
363
364
365
366
367
368
369
370
371
372
373
374
375
376
377
378
379
380
381
382
383
384
385
386
387
388
389
390
391
392
393
394
395
396
397
398
399
400
401
402
403
404
405
406
407
408
409
410
411
412
413
414
415
416
417
418
419
420
421
422
423
424
425
426
427
428
429
430
431
432
433
434
435
436
437
438
439
440
441
442
443
444
445
446
447
448
449
450
451
452
453
454
455
456
457
458
459
460
461
462
463
464
465
466
467
468
469
470
471
472
473
474
475
476
477
478
479
480
481
482
483
484
485
486
487
488
489
490
491
492
493
494
495
496
497
498
499
500
501
502
503
504
505
506
507
508
509
510
511
512
513
514
515
516
517
518
519
520
521
522
523
524
525
526
527
528
529
530
531
532
533
534
535
536
537
538
539
540
541
542
543
544
545
546
547
548
549
550
551
След.
Макеты страниц

Распознанный текст, спецсимволы и формулы могут содержать ошибки, поэтому с корректным вариантом рекомендуем ознакомиться на отсканированных изображениях учебника выше

Также, советуем воспользоваться поиском по сайту, мы уверены, что вы сможете найти больше информации по нужной Вам тематике

ДЛЯ СТУДЕНТОВ И ШКОЛЬНИКОВ ЕСТЬ
ZADANIA.TO

8.7. Допплеровская коррекция дискретно-кодированных сигналов

В гл. 2 и 5 одновременное измерение дальности и скорости радиолокационной цели (оценка параметров) рассматривалось как одно из основных областей применения сигналов с большим значением произведения длительности на полосу. При этом величина ошибки измерения минимальна, когда коэффициент частотно-временной связи для сигнала равен нулю [см. уравнения (5.46) и (5.47)]. Коэффициент частотно-временной связи для различных классов сложных сигналов рассмотрен подробно в гл. 9. Желательно, чтобы функция отклика согласованного фильтра была однородно малой, за исключением основного пика при Эти требования удовлетворяются, если функция отклика обладает «кнопочной» характеристикой, которая показана, например, на рис. 4.8. Сигналам на основе апериодических усеченных бинарных фазовых кодов максимальной длины (псевдослучайные последовательности)

соответствуют отклик или функция неопределенности, которые приближенно имеют такую же форму и, следовательно, их можно рассматривать как пример сигналов, пригодных для оценки параметров.

В общем случае устройство, необходимое для оценки параметров, представляет собой набор согласованных фильтров, показанный на рис. 2.3 или на рис. 9.1 следующей главы. Центральные частоты согласованных фильтров в наборе расположены таким образом, чтобы перекрывать диапазон ожидаемых допплеровских частот. При непрерывной полосе допплеровских частот номинальное частотное разнесение центральных частот равно т. е. обратно пропорционально длительности огибающей импульса (предполагается, что форма импульса прямоугольна). При изменении допплеровского сдвига принимаемого сигнала для формирования более равномерного нормализованного пикового выходного сигнала на выходе набора согласованных фильтров иногда стремятся расположить центральные частоты согласованных фильтров ближе друг к другу. Так как каждый согласованный фильтр для сигналов с большим значением произведения длительности на полосу может представлять собой сложное и дорогое устройство, то набор согласованных фильтров, видимо, явится частью радиолокационного приемника, имеющей наибольшую стоимость.

Метод, позволяющий избежать излишних затрат и усложнения аппаратуры при построении согласованного фильтра на полосовой многоотводной линии задержки, состоит в использовании весовой матрицы из сопротивлений и единственного согласованного фильтра для моделирования полного набора согласованных фильтров. Такая весовая матрица часто называется допплеровской. Характеристики этой весовой матрицы сопротивлений могут быть получены на основе комплексного узкополосного представления принимаемого сигнала с допплеровским сдвигом, которое имеет вид

Выделяя действительную часть сигнала (8.76), получаем

Член представляет принятый сигнал при нулевом допплеровском сдвиге. Класс бинарных фазо-кодированных сигналов описывается соотношением

где равно либо либо определяется соотношением (8.2). Зная, что мы можем переписать уравнение ( в окончательном виде

Лернер в работе 1281 указал, что для обычно встречающихся интервалов допплеровских сдвигов изменяются медленно по сравнению с длительностью подымпульса 6, так как как правило, измеряется в величинах, обратных общей длительности последовательности, т. е. Поэтому уравнение (8.78) приближенно может быть представлено в виде

Операции, которые эквивалентны согласованной фильтрации такого отогнала, очевидны при изучении структуры функции (8.79). Чтобы получить первую сумму в уравнении (8.79) для любого конкретного допплеровского сдвига сигнал на выходе отвода фильтра, согласованного с сигналом при нулевом допплеровском сдвиге, умножается после соответствующего согласования фаз на коэффициент Весовые коэффициенты, изменяющиеся в зависимости от расположения отводов, образуют косинусную шину. Для образования второй суммы уравнения (8.79) те же самые выходные сигналы отводов умножаются на коэффициенты суммируются и сдвигаются по фазе на 90°. оатем эти два члена когерентйо суммируются с целью восстановления эквивалентного отклика согласованного фильтра для сигнала с допплеровским сдвигом.

Схема такой весовой обработки показана на рис. 8.49. Весовые множители могут быть реализованы с помощью комбинации сопротивлений. В случае тех отводов, для которых или отрицателен, выходные сигналы ячеек должны быть сдвинуты на 180°. Это можно сделать при условии, если каждый выход линии задержки выполнен в виде катушки со средней точкой, с которой снимаются соответствующие реализации необходимых положительных или отрицательных сигналов. Чтсбы перекрыть ожидаемый диапазон допплеровских сдвигов (т. е. требуется матрица сопротивлений размером которая имеет указанные косинусные и синусные весовые последовательности

в каждой строке, соответствующей определенному допплеровскому сдвигу. Лернер указывает, что если выходные сигналы с косинусной или синусной шины непосредственно детектируются и суммируются как видеосигналы, то при этом происходит незначительное ухудшение по сравнению с идеальным случаем. Это устраняет необходимость в фазовращателях на 90° и в когерентном сложении составляющих сигналов в каждой строке допплеровской матрицы.

Рис. 8.49. Моделирование набора согласованных фильтров с помощью допплеровской матрицы. Входные сшгналы к многоотводной линии задержки поступают через фильтр, согласованный с подымпульсами.

Допплеровская матрица, описанная Лернером, заменяет набор из 18 согласованных фильтров, содержащий канал с нулевым допплеровским сдвигом для бинарного кодированного по фазе сигнала (все равны), где Результаты, получаемые при таком моделировании набора согласованных фильтров, очень близки к теоретически достижимым для действительного набора согласованных фильтров. Описанный выше метод использования доппллеровской корректирующей матрицы может применяться при любых типах узкополосных сигналов, согласованный фильтр для которых может быть реализован на основе многоотводной линии задержки.

Описанный метод допплеровской коррекции и моделирования согласованного фильтра можно использовать в том случае, если коэффициент допплеровской дисперсии меньше единицы. Влияние больших значений на сжатый выходной сигнал фильтра, согласованного с ЛЧМ сигналом, было рассмотрено в разд. 6.8. Напомним, что когда влиянием

скорости цели на изменение временнбго масштаба принимаемого сигнала нельзя пренебрегать. Для этбго случая принимаемый сигнал правильнее было бы записывать в виде

где

и функция отклика сигнала имеет форму, определяемую соотношением (6.69). Влияние коэффициента а на выходные сигналы для различных типов дискретных кодированных сигналов не было исследовано так подробно, как для ЛЧМ сигнала. Однако Ремли [32] вычислил влияние этой допплеровской дисперсии на сигнал, который является большой, но конечной по величине выборкой стационарного случайного процесса. Ремли сделал вывод, что такая формулировка задачи приводит к результатам, которые в общем случае применимы к классу псевдослучайных бинарных фазовых сигналов. Основным результатом этого исследования является представление математического ожидания значения функции отклика согласованного фильтра в виде

где Обозначение указывает, что согласованный фильтр был предназначен для компенсации среднего допплеровского сдвига и уравнение (8.81) характеризует отклик согласованного фильтра, когда допплеровский сдвиг изменяется относительно среднего допплеровского сдвига на величину Как и прежде, есть автокорреляционная функция отклика согласованного фильтра при нулевом допплеровском сдвиге, длительность сигнала. Считая спектр сигнала прямоугольным имеет вид функции Ремли вычислил влияние допплеровской дисперсии на различные параметры выходного сигнала согласованного фильтра. Результаты приведены на рис. Рис. 8.50 показывает уменьшение пикового напряжения выходного сигнала в зависимости от дисперсионного произведения где 6 определяется в (8.81), и общая мера ширины полосы, используемая в настоящей работе. Из графика следует, что для пиковое напряжение выходного сигнала пропорционально

На рис. 8.51 показано влияние коэффициента на усиление относительно шума приемника при обработке в согласованном фильтре в зависимости от произведения длительности на полосу. Из приведенного следует, что максимально достижимое усиление приблизительно равно и достигается оно в том случае, когда

(кликните для просмотра скана)

На рис. 8.52 показано расширение сечения на уровне 6 дб для функций в зависимости от Это характеризует меру разрешающей способности по времени и частоте при наличии допплеровских искажений. Вывод, который можно сделать на основе этого графика, состоит в том, что когда велико, то ширина искаженного импульса определяется формулой а частотное разрешение соотношением Отсюда заключаем, что отношение площадей эллипса неопределенности для случаев больших значений допплеровского дисперсионного произведения и при отсутствии (или очень малой) допплеровской дисперсии приближенно равно

Результаты Ремли очень, сходны, хотя и не идентичны с зультатами, полученными для ЛЧМ сигналов. Вычисленные точно» лишь для конкретного случая, тем не менее они подтверждают общее заключение, что допплеровская дисперсия не оказывает значительного влияния на выходной сигнал согласованного фильтра, когда или меньше единицы. Если этот коэффициент больше единицы, то результирующее влияние на отношение сигнал/шум на выходе согласованного фильтра и на разрешающую способность может быть существенным. Все эти эффекты не зависят от частоты передаваемого сигнала.

При больших разработчику радиолокатора целесообразно использовать функции, характеризующие согласованный фильтр приемника, которые удовлетворяют общему описанию, задаваемому равенством (4.29). При этом конструкция фильтров должна быть такой, чтобы можно было компенсировать как допплеровское смещение частоты, так и сжатие временнбго масштаба сигнала (приближающаяся цель) либо расширение его (удаляющаяся цель). Построение согласованного фильтра такого типа рассмотрено в работах Бенджамина [29] и Келли и Вишнера [33].

1
Оглавление
email@scask.ru