9.10. Цифровой преобразователь временного разделения каналов в частотное разделение каналов

Другой наглядный пример практического использования устройства цифровой фильтрации в крупной системе — преобразование временного разделения каналов в частотное разделение каналов,— описан Фрини и др. В телефонии при передаче сообщений используется чаще всего либо частотное, либо временное разделение каналов, поэтому существует необходимость преобразования одного вида разделения в другой. На фиг. 9.21 в качестве примера показано преобразование набора из 12 речевых сообщений, передаваемых с временным разделением, каждое из которых дискретизуется с частотой 8 кГц; преобразование заключается в размещении спектров каналов в отведенные для них участки общей полосы и передаче сообщения в режиме частотного разделения каналов. В рассматриваемом случае для этого выбран диапазон от 56 до 112 кГц. Каждому из 12 речевых сигналов в системе с частотным разделением отведен свой участок спектра шириной в одну боковую полосу. На каждый канал отводится всего 4 кГц, так что для передачи всех 12 каналов требуется полоса 48 кГц. Смещение частоты на 56 кГц введено для того, чтобы устранить перекрестные искажения между каналами. Таким образом, преобразование временного разделения каналов в частотное заключается в однополосном гетеродинировании, цель которого — перенести спектр на соответствующую частоту.

Фиг. 9.21. Преобразование 12 звуковых каналов в один канал с частотным разделением.

Чтобы избежать перекрестных искажений (т. е. помех) между соседними каналами, каждый сигнал должен быть отфильтрован в полосе 4 кГц с сильным подавлением вне этой полосы. При построении полностью цифрового устройства встречаются специфические трудности, связанные с тем, что после дискретизации спектр речевого сообщения становится периодическим и располагается на всей частотной оси. Вследствие этого обычные методы гетеродинирования здесь непригодны. Еще одна трудность возникает при попытке снизить быстродействие системы, чтобы по возможности не использовать слишком быстродействующие арифметические устройства. Если бы не эти трудности, построение преобразователя было бы достаточно простым, поскольку оно сводилось бы к пропусканию каждого дискретизованного речевого колебания через соответствующий полосовой фильтр. При таком подходе частота дискретизации должна превышать 100 кГц (точнее, она должна быть равна 112 кГц), что требует использования дорогостоящего оборудования. Чтобы преодолеть перечисленные трудности, Фрини и др. предложили схему, в которой большая часть вычислений выполняется с низкой частотой (16 кГц) и лишь для оставшихся вычислений требуется частота 112 кГц.

Фиг. 9.22. Блок-схема преобразования временного разделения каналов в частотное (по Фрини, Кибурцу, Майну и Тьюксбери).

Фиг. 9.23. Спектральные преобразования при переходе от временного разделения каналов к частотному.

Блок-схема преобразования временного разделения каналов в частотное, предложенная Фрини и др., приведена на фиг. 9.22, а вид спектров сигналов в различных точках схемы показан на фиг. 9.23. Спектр исходного сигнала , изображенный на фиг. 9.23, а, является периодическим с периодом 8 кГц. После квадратурной модуляции сигнала частотой 2 кГц () косинусная и синусная компоненты будут иметь спектры, изображенные на фиг. 9.23, б и д соответственно. (Отметим, что все сигналы могут быть комплексными, а изображение их спектров является чисто иллюстративным.) Частотная характеристика БИХ- фильтров нижних частот с полосой 2 кГц, работающих с частотой 16 кГц, показана на фиг. 9.23, в. Спектры на выходах этих фильтров имеют вид кривых, изображенных на фиг. 9.23, г и е. В последующих каскадах системы частота дискретизации увеличивается в семь раз, т. е. берется равной 112 кГц, поэтому на каждый из отсчетов, следующих с частотой 16 кГц, приходится шесть нулевых; дополненная нулями последовательность пропускается через интерполирующий КИХ-фильтр нижних частот, характеристика которого изображена на фиг. 9.23, ж. Следует отметить, что так как каждые шесть из семи входных отсчетов КИХ-фильтра равны нулю, то общее количество умножений на выходной отсчет может быть уменьшено в семь раз. Таким образом, для реализации фильтра с импульсной характеристикой, содержащей 21 выборку (), требуется выполнить лишь три умножения на входной отсчет. Заключительная квадратурная модуляция используется для сдвига спектра сигнала в нужную полосу в сторону верхних частот, как показано на фиг. 9.23, з и и. Сложение квадратурных сигналов в выходном сумматоре позволяет выделить одну боковую спектральную полосу, изображенную на фиг. 9.23, к. Требуемый сигнал с частотным разделением каналов получается в результате суммирования всех 12 сигналов.

Необходимо отметить, что качество работы данной схемы зависит от того, насколько точно удается устранить путем вычитания сигналов нежелательные наложения спектров. Операции такого рода особенно успешно выполняются с помощью цифровых устройств. Другим удачным приемом, используемым в этой системе, является совместное использование БИХ-фильтра нижних частот с тактом 16 кГц и интерполирующего КИХ-фильтра нижних частот с тактом 112 кГц. Ясно, что всю фильтрацию можно было бы выполнить с тактовой частотой 112 кГц, но такой подход нецелесообразен из-за необходимости выполнять дополнительно большой объем вычислений.

Перечислим некоторые особенности построения фильтров. Порядок БИХ-фильтров нижних частот равен 9, разрядность коэффициентов равна 8, а разрядность промежуточных результатов — 22. Интерполирующие КИХ-фильтры нижних частот имеют 12-й порядок, 10-разрядные коэффициенты и 18-разрядные промежуточные результаты. Более детальные данные по этим фильтрам можно найти в статье Фрини и др.

Арифметические устройства, использованные в данной системе, аналогичны устройствам, описанным Джексоном и др. применительно к БИХ-фильтру приемника клавишно-тонального вызова, рассмотренного в разд. 9.9; модуляторы, сумматоры и КИХ-фильтры построены по сравнительно простым схемам.